Amp300w Project

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Fachhochschule Aargau für Technik, Wirtschaft und Gestaltung Direktionsbereich Technik Diplomarbeit WS00/01 Solid State Amplifier 144MHz / 300W Diplomanden: Daniel Reimann Marcel Fischer Klasse: Ea97 Betreuer: Prof. Peter Niklaus Datum: 1. Dezember 2000

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Fachhochschule Aargaufür Technik, Wirtschaft und GestaltungDirektionsbereich Technik

Diplomarbeit WS00/01

Solid State Amplifier144MHz / 300W

Diplomanden: Daniel ReimannMarcel Fischer

Klasse: Ea97Betreuer: Prof. Peter NiklausDatum: 1. Dezember 2000

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Zusammenfassung - 4 -

1 Zusammenfassung

Der vorliegende Bericht stellt einen 300W Verstärker für 144MHz-146MHz vor, welcher dank seinerniedrigen Versorgungsspannung von 50V und seiner hohen mechanischen Stabilität für den mobilenEinsatz bestens geeignet ist. Es kommen modernste Power MOSFET der Firma Polyfet zum Einsatz.

Das gesamte Design wurde mittels Microwave Office 2000 Simuliert, wobei sowohl lineare S-Parameter Analysen als auch nichtlineare Spice Modell Simulationen durchgeführt wurden. Damitkonnte die Ausgangsanpassung mittels Load-Pull Technik besser auf maximale Leistung optimiertwerden.

Aufgrund der Erfahrungen, welche wir während der Semesterarbeit im Winter 1999 gesammelthatten, entstand ein vollkommen neues Design, das ohne Ferritmaterialien im Anpassnetzwerkauskommt. Dieses erhöht den Wirkungsgrad, sowie die mechanische Stabilität und vergrössert denIntermodulationsabstand.

Das von uns erstellte Layout zeigte keine Stabilitätsprobleme mehr, wie es im ersten Projekt der Fallgewesen war, so dass der Verstärker erfolgreich in Betrieb genommen werden konnte.

Ebenfalls neu dazu kam eine aktive VSWR Abschaltung, welche den Verstärker vor zu starkerFehlanpassung schützt. Sie wurde voreingestellt auf einen VSWR von 2:1 ab einer Ausgangsleistungvon 50W, was jedoch leicht an die verwendete Antennenanlage angepasst werden kann.

Da der Verstärker während einer Messung aufgrund zu hoher Eingangsleistung ausfiel, war es unsnicht möglich, die Verstärkerdaten, wie Wirkungsgrad und Intermodulationsabstand zu ermitteln. Dajedoch die Simulation recht genau mit den bis zum Ausfall gemessenen Daten übereinstimmte, sindwir zuversichtlich, dass der Verstärker, noch einmal überdacht und abgeglichen, die gefordertenSpezifikationen erfüllen können wird.

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Inhaltsverzeichnis - 5 -

2 Inhaltsverzeichnis

1 ZUSAMMENFASSUNG .......................................................................................................................4

2 INHALTSVERZEICHNIS....................................................................................................................5

3 EINLEITUNG UND AUFGABENSTELLUNG .................................................................................7

4 VORKENNTNISSE...............................................................................................................................9

4.1 Zielsetzungen ...........................................................................................................................................9

4.2 Elemente der Hochfrequenztechnik .......................................................................................................10

4.2.1 Power Divider und Combiner......................................................................................................11

4.2.2 Transformatoren ..........................................................................................................................12

4.2.3 Diskrete Elemente........................................................................................................................12

4.2.4 RF-Beads .....................................................................................................................................13

4.2.5 Kondensatoren.............................................................................................................................14

4.2.6 Transistoren.................................................................................................................................16

5 300W VERSTÄRKER.........................................................................................................................20

5.1 Diskussion..............................................................................................................................................20

5.2 Arbeitspunkt...........................................................................................................................................21

5.3 Gate Loading..........................................................................................................................................23

5.4 Das BIAS Netzwerk...............................................................................................................................24

5.5 DC Einspeisungen..................................................................................................................................25

6 DAS ANPASSNETZWERK................................................................................................................26

6.1 Eingangsanpassung ................................................................................................................................26

6.2 Ausgangsanpassung ...............................................................................................................................27

6.3 Balun 28

6.3.1 Analyse der Balunparameter .......................................................................................................29

6.3.2 Realisierung des Balun ................................................................................................................34

6.4 4:1 Leitungstransformator......................................................................................................................36

6.5 Diskrete Eingangsanpassung..................................................................................................................38

6.6 Diskrete Eingangsanpassung für Breitbandanwendungen .....................................................................40

6.7 Diskrete Ausgangsanpassung.................................................................................................................42

6.8 Power Ratings ........................................................................................................................................45

6.9 Load Pull Technik..................................................................................................................................46

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Inhaltsverzeichnis - 6 -

7 STABILITÄTSANALYSE..................................................................................................................47

7.1 Simulation des 1dB Kompression Punktes ............................................................................................50

8 TEMPERATURSTABILISIERUNG.................................................................................................51

8.1 Verhalten des Transistors.......................................................................................................................51

8.2 Bias-Schaltung mit Temperaturkompensation.......................................................................................52

8.2.1 Schema.........................................................................................................................................53

8.2.2 Schaltungsbeschreibung ..............................................................................................................53

8.2.3 Verhalten des NTC.......................................................................................................................54

9 VSWR SCHUTZSCHALTUNG.........................................................................................................56

9.1 Schaltungsbeschreibung.........................................................................................................................58

9.2 Messresultate..........................................................................................................................................59

10 TEMPERATURBETRACHTUNGEN AM VERSTÄRKERAUFBAU..........................................61

10.1 Theoretischer Wärmetransport.......................................................................................................62

10.2 Berechnungen ................................................................................................................................63

11 EVALUATION NETZTEIL ...............................................................................................................64

12 HINWEISE ZU DEN PROTEL-LAYOUTS.....................................................................................65

13 LITERATURVERZEICHNIS............................................................................................................66

14 LINKS ...................................................................................................................................................69

15 LIEFERANTEN...................................................................................................................................70

16 ZEITEINTEILUNG.............................................................................................................................71

17 ANHANG..............................................................................................................................................72

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Einleitung und Aufgabenstellung - 7 -

3 Einleitung und Aufgabenstellung

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Einleitung und Aufgabenstellung - 8 -

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Vorkenntnisse - 9 -

4 Vorkenntnisse

4.1 Zielsetzungen

Unsere Dipomarbeit baut auf den Erfahrungen auf, welche während der Semesterarbeit im 5.Semester gesammelt wurden. Aufgrund des weiterreichenden Verständnisses, entschieden wir unsdafür, ein vollkommen neues, besser auf unsere Anwendung zugeschnittenes Design zu entwerfen.

• Die Anpassung an den Transistor wird neu ohne Ferritmaterialien auskommen, was diemechanische Stabilität des Verstärkers erhöht. Ebenfalls verbessert wird dadurch derIntermodulationsabstand, da keine Sättigungseffekte in den Ferritkernen auftreten können. Einweiterer Vorteil ist die exaktere Simulierbarkeit der Schaltung, da für Leitungselementdetailliertere Simulationsmodelle zur Verfügung stehen als für Ferrittransformatoren.

• Das Bias Netzwerk soll neu eine aktive Temperaturkompensation beinhalten, welcheSchwankungen des Arbeitsstroms kontrollieren wird. Zusätzlich soll über einen disable Eingang,binnen kürzester Zeit (t<200µs)1 eine Notabschaltung durchgeführt werden können. Dies istnötig, falls der Ausgang zu schlecht angepasst ist und somit die Verlustleistung im Transistorunzulässig hoch wird.

• Eine VSWR Schutzschaltung soll die Ausgangsanpassung ständig überwachen und denVerstärker bei einem VSWR grösser als 2:1 für eine bestimmte Zeit ausschalten. Dabei soll dieAnsprechschwelle sowohl für die Leistung, als auch für das SWR einstellbar sein. Somit kannvermieden werden, dass der Verstärker bereits bei kleinen, für den MOSFET ungefährlichenLeistungen empfindlich auf Fehlanpassung reagiert. Damit kann ein Abgleich derAntennenanlage bei kleinen Leistungen vorgenommen werden.

1 [HPP97] High-Frequency Transistor Primer, S.18

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Vorkenntnisse - 10 -

4.2 Elemente der Hochfrequenztechnik

Damit ein Transistor seine maximale Leistung abgeben kann, sind geeignete Anpassschaltungen anDrain und Gate notwendig. Je nach Anwendung kann man dabei verschiedene Prioritäten setzen. Einrauscharmer Eingangsverstärker verzichtet oftmals auf einige dB Verstärkung, um dafür dieRauschverstärkung möglichst gering zu halten. Der Designer eines RF PA hingegen ist primär daraninteressiert, möglichst viel Verstärkung aus seiner Stufe herauszuholen. Dies hat vor allemwirtschaftliche Gründe, denn die Endstufe trägt bei heutigen Funksystemen meist einen gewichtigenAnteil an den Gesamtkosten.

Nun stehen verschiedene Möglichkeiten zur Verfügung, eine solche Anpassung vorzunehmen.Einerseits spielt die benötigte Bandbreite eine grosse Rolle und andererseits versucht man stets eineeinheitliche Technologie zu verwenden was Kosten spart.

Dieses Kapitel bietet eine Zusammenstellung der wichtigsten Anpasselemente derHochfrequenztechnik, wobei jeweils Verweise zu weiterführender Literatur angebracht sind.

Je nach Anwendung und Frequenzbereich bietet das eine Element gegenüber einem AnderenVorzüge. Es ist stets das Zusammenspiel der verschiedenen Elementgruppen, welches einegelungene Schaltung ausmacht.

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Vorkenntnisse - 11 -

4.2.1 Power Divider und Combiner

Leistungsteiler wie zum Beispiel der Wilkinson Teiler2 erlauben ein Trennen der Signalleistung inzwei (oder mehr) gleiche Teile.

Ein grosser Vorteil ist die mögliche Entkopplung des Ausgangs. D.h. am Ausgang reflektierteLeistung kann abgefangen und über einem Widerstand in Wärme umgesetzt werden, anstatt den FETzu belasten, was einen SWR Schutz stark vereinfacht.

Bild 1 : Wilkinson Power Divider3

Bild 1 zeigt einen klassischen Wilkinson Leistungsteiler. Er hat drei externe Ports, der vierte istintern mit der Portimpedanz von 50Ω abgeschlossen. Falls der Teiler symmetrisch aufgebaut ist, soteilt sich die Leistung an Port 1 je zur Hälfte auf Port 2 und 3 auf. Die 50Ω Ports 2 und 3 werdendurch λ/4 Leitungen auf 100Ω transformiert. Da sie aber von Port 1 aus gesehen parallel sind,ergeben sich an Port 1 wieder 50Ω.

Da die Anpassung am Transistor damit noch nicht gemacht ist, wird zusätzlich ein Anpassnetzwerk(APNW) benötigt.

2 [Bäc98] Lineare Elemente der Höchstfrequenztechnik S.147 ( Hybride und Richtkoppler ) [Hag86] Radio-Frequency Electronics S.195 ( Hybrid Couplers ) [Bre91] Power Amplifier Handbook S.68 ( Phase Relationships for Maximum Power Transfer )3 [Hag86], S.195

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Vorkenntnisse - 12 -

4.2.2 Transformatoren

Transformatoren sind in der Lage, eine sehr breitbandige Anpassung vorzunehmen. Sie ermöglichenes zudem Symetrieraufgaben zu übernehmen, womit eine symmetrische Gegentaktstufe viaTransformatoren an die unsymmetrische Koaxleitung angeschlossen werden kann.

Transformatoren bieten mehrere Vorteile. Sie ermöglichen DC Isolation, was oftmals gefragt ist, dabei hohen Leistungen Seriekapazitäten zur DC Entkopplung hohe Verluste aufweisen und schwer zubeschaffen sind.

Werden Transmission Line Transformatoren (TLT) eingesetzt, so sind Transformatorwirkungsgradevon bis zu 99% erreichbar.4

Es existieren diverse Application Notes, welche sich mit TLTs befassen, sowie einige publizierteSchaltungen in denen TLTs zum Einsatz kommen. Motorola (CCI)5 und Polyfet benützenvorwiegend Transformatoren als Anpass- und Symmetrierelemente. Zusätzlich werden jedoch immerauch diskrete Elemente eingesetzt, um die Anpassung zu vervollständigen. Je nach Anforderung anden Verstärker (SWR, Gain, IMD, Noise) wird die Anpassung etwas anders gestaltet.

Einziges Problem beim TLT ist der Ferrit, welcher bei 144 MHz markante Verluste aufweist. ImGegensatz zum Autotransformer sind dies jedoch hauptsächlich dielektrische Verluste, da dieDurchflutung im Kern relativ klein ist.6

4.2.3 Diskrete Elemente

Diskrete Elemente sind in jedem Anpassnetzwerk zu finden. Sie kommen als parasitäre Elemente,wie auch als Transformationselemente vor. Ab Leistungen von etwa 50W müssen spezielle Keramik-Kondensatoren mit hoher Güte verwendet werden, welche bspw. von ATC oder Dielectric Labshergestellt werden.

Allgemein lässt sich sagen, dass es das Ziel einer Anpassung ist, mit möglichst wenig Bauelementendie geforderten Ziele zu erreichen.

4 [Sev96] „Transmission Line Transformers“ von Jerry Sevick bietet eine Fülle von Informationen zu diesem Thema5 Communication Concepts siehe Kapitel 15 Lieferanten6 [Sev96] S.9 ( Balun )

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Vorkenntnisse - 13 -

4.2.4 RF-Beads

Beads haben in unserer Schaltung den Zweck, einen niederohmigen Pfad für die DC Einspeisung zubieten und gleichzeitig die Hochfrequenz abzuhalten, über denselben Pfad nach aussen zu dringen.Dies ist wichtig, da die verschiedenen Bias Einspeisungspunkte aus Stabilitätsgründen HF mässignicht miteinander verbunden werden dürfen (→7 Stabilitätsanalyse). Für die hochfrequentenSchwingungen stellen Beads einen ohmschen Widerstand mit einer kleinen Serieinduktivität dar, wasbedeutet, dass die HF-Leistung im Bead grösstenteils in Wärme umgesetzt wird. Den genauenImpedanzverlauf der von uns eingesetzten Beads kann Abbildung 1 entnommen werden.

Abbildung 1 Impedanz eines RF-Bead mit 2 parallelen Windungen7

Sehr schön ist zu sehen, dass der Bead für DC einen sehr niederohmigen Widerstand darstellt. Fürhohe Frequenzen hingegen stellt er je nach DC Strom einen Seriewiderstand von 40Ω bis 60Ω dar.

Induktivität und Widerstand bei 100MHz

1 40Ω/40nH 1+2 77Ω/29nH

2+5 54Ω/25nH 2+4+6 45Ω/21nH

Abbildung 2 Messanordnung für einen Bead

7 Gemessen mit einem HP4294A Precision Impedance Analyzer

IDC

2 31

564

Widerstand bei IDC=0A

Widerstand bei IDC=5A

Serieinduktivität bei IDC=0A

Serieinduktivität bei IDC=5A

0

50nH

40Ω

60Ω

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Vorkenntnisse - 14 -

4.2.5 Kondensatoren

Da in unserer Schaltung hochfrequente Spannungen grösser 100V und Ströme bis 20A auftreten, giltes abzuschätzen, welche Anforderungen die Bauteile erfüllen müssen.

Das Hauptproblem von Transistor Endstufen sind die tiefen Impedanzen der Halbleiter Ein- undAusgänge. Auf der Ausgangsseite treten daraus resultierend sehr grosse Ströme auf, welche Bauteilehoher Güte erfordern.

Am stärksten belastet ist in unserer Schaltung der Kondensator C14 welcher sich im diskretenAnpassnetzwerk zwischen den beiden Drain Anschlüssen befindet. Wie der Tabelle 1 entnommenwerden kann, wird er bei 300W Ausgangsleistung mit einer Scheinleistung von 450VA beaufschlagt.Da wir einen SWR von 3:1 zulassen, muss er über 600VA aushalten können. Bei einer Güte von 400entstehen dabei etwa 1.5W Verlustleistung. Der schlechteste Fall tritt ein bei einem ausgangsseitigenKurzschluss, wie Tabelle 18 zeigt.

Es gilt also einen Kondensator zu finden, welcher eine genügend hohe Güte aufweist, um sich beidiesen Arbeitsbedingungen nicht übermässig zu erwärmen. In Tabelle 8 „Power Ratings“ sind dieSpezifikationen für alle Elemente des Verstärkers angegeben.

Last 50Ω VSWR 3:19 Kurzschluss Ausg. offen

Ieff / A 7.4 8.6 10.9 9.6

Ueff / V 62 73 92 81

S / VA 450 620 1010 780

P = Re(S) / W 1.8 (Q=250)

1.1 (Q=400)

2.4 (Q=250)

1.5 (Q=400)

3.9 (Q=250)

2.4 (Q=400)

3.0 (Q=250)

1.8 (Q=400)

Tabelle 1 Belastung des Kondensators C14 in Abhängigkeit des SWR

Werden zwei Kondensatoren vom Typ ATC100B eingesetzt, so tritt in keinem Fall eine Überlast aufund die Dauerverlustleistung bei einem SWR von 3:1 liegt mit 1.5W unter dem Limit von 3W. Beieiner PCB Temperatur von 85°C sollte sich der Kondensator gemäss ATC Datenblatt nicht über110°C erwärmen, wobei 175°C zulässig wären.

ATC Kondensator Q ESR10 ImaxRMS

75pF 300 0.038 9

150pF 250 0.028 11

Tabelle 2 Kondensatoreigenschaften des Typs ATC100B11

8 Die Angaben in dieser Tabelle stützen sich auf die MWO Simulation P_Test_OutpCap.emp welche im Anhang zu finden ist. Als

FET Modell wurde das S-Parameter File 4_0V_50V.S2P verwendet, um eine Simulation bei 300W durchführen zu können. Da dieAbweichung vom Spice-Modell nicht gross ist und genügend Reserve eingeplant wurde, genügen die Ergebnisse als Richtwerte.

9 Wird erreicht durch die Serieschaltung des Ausgangs mit einem 3dB Dämpfungsglied.10 ESR = equivalent series resistance11 Die Werte in Tabelle 2 wurden dem ATC Datenblatt entnommen. (→ atc100b.pdf)

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Vorkenntnisse - 15 -

Es gilt weiter zu evaluieren, welcher Kondensatortyp für welchen Frequenzbereich in Frage kommt.Dazu wurden einige Messungen mit dem HP4294A Impedanzanalyser durchgeführt.

Kapazität / Kondensatortyp Frequenzbereich Widerstand im Passband Resonanzfrequenz

1nF / NPO Chip (SMD) 8MHz >110MHz 300mΩ >110MHz

10nF / NPO Chip (SMD) 1MHz 15MHz 300mΩ 30MHz

100nF / MKT Schichtkond. 50kHz 1MHz 50mΩ 5MHz

100nF / MMK Wickelkond. 50kHz 1MHz 50mΩ 5MHz

1µF / MKT Schichtkond. 500Hz 1MHz 20mΩ 2MHz

100µF / Elko Radial DC 100kHz 150mΩ 200kHz

470µF / Elko Radial DC 50kHz 30mΩ 100kHz

Tabelle 3 Einsatzbereiche von Kondensatoren

Die Tabelle 3 macht deutlich, dass im 2m Band nur Chip Kondensatoren als Anpasselementeeingesetzt werden können. Durch die Kombination der verschiedenen Typen können sehrBreitbandige Kurzschlüsse realisiert werden, wie sie beispielsweise zur Entkopplung der Speisungbenötigt werden.

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Vorkenntnisse - 16 -

4.2.6 Transistoren

Da in den letzten 20 Jahren immer leistungsfähigere Halbleiter auf den Markt gekommen sind, habenbereits viele Hersteller umgesattelt von Röhren auf Transistor Endstufen. Die Vorteile liegen auf derHand: Sofortige Betriebsbereitschaft ohne Aufwärmphase, keine lebensgefährliche Hochspannung,Breitbandigkeit, hohe Lebensdauer, geringer mechanischer Aufwand, einfachere und leisereKühlung.

Demgegenüber stehen einige Nachteile: Die geringe Steilheit und Verstärkung des Einzeltransistors,die notwendigerweise hohen Betriebsströme und die Empfindlichkeit gegenüber Überlastung durchFehlanpassung. Bei Bipolartransistoren besteht zudem die Gefahr des thermischen Weglaufens, wasohne entsprechende Schutzmassnahmen zum „Selbstmord“ des Transistors führt, da derKollektorstrom stetig ansteigt. Überhaupt ist die rasche Abführung der im Transistorchipentstehenden Verlustleistung eines der Hauptprobleme beim Bau von Transistor-Leistungsendstufen.Daneben bereitet die Anpassung der sehr niedrigen Transistor Eingangs- und Ausgangsimpedanzenan die 50Ω Systemimpedanz erhebliche Schwierigkeiten. Schliesslich kann die geforderteAusgangsleistung nicht von einem Transistor allein aufgebracht werden12. Es müssen also mehrereTransistoren in geeigneter Weise zusammengeschaltet werden.

Bei der Halbleiterauswahl kommen grundsätzlich zwei Technologien in Frage: Bipolar vs.MOSFET. Aufgrund des Herstellungsprozesses gibt es innerhalb dieser beiden Technologien eineFülle von weiteren Produktfamilien wie VDMOS oder LDMOS auf welche in [Fun98] detaillierteingegangen wird.

Von den diverse Herstellern13 von RF Leistungstransistoren, konnte nur einer ermittelt werden,welcher zu seinen FET Spice Modelle anbietet, weshalb unsere Wahl auf den SR74614 der FirmaPolyfet fiel. Da Motorola mit dem MRF151G ein ebenbürtiges Modell für etwa den halben Preisanbietet, kauften wir diesen Transistor ebenfalls ein. Unser Design ist so ausgelegt, dass beideModelle eingesetzt werden können.

12 Die Technologiegrenze liegt zur Zeit bei etwa bei 600W im KW-Bereich, bei 300W im VHF-Bereich, bei 200W im UHF-Bereich

und bei 100W für Frequenzen oberhalb 1GHz wobei diese Transistoren noch sehr teuer sind.13 Polyfet, Motorola, Polycore, Valvo, Ericsson, Philips, Siliconix, Hitachi, u.a.m.14 (→ sr746.pdf)

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Vorkenntnisse - 17 -

Tabelle 4 vergleicht MOSFET und BJT15

Vorteile MOSFET Nachteile MOSFET

Höhere Eingangsimpedanz (kapazitiv!) speziellim KW Bereich, die über einen grossen Bereichweitgehend konstant und unabhängig von derAussteuerung ist. Dies bewirkt ein einfacheresAnpassnetzwerk und höhere Linearität.

Empfindliches Gate erfordert ESD Schutz.

Höhere Eingangsverstärkung (ca. 5-6dB höher alsein vergleichbarer BJT). → NiedrigereSteuerleistung was einen besserenWirkungsgrad16 für den gesamten Verstärkerbewirkt.

Die Betriebsspannung beträgt normalerweise 28Voder 50V. Es muss ein stabilisiertes Netzgerätgefunden werden, das in der Lage ist, bis 20Aund mehr zu liefern. Der BJT hat dieses Problemjedoch auch.

Einfachere Vorspannungserzeugung (Bias), davom Gate kein DC Strom aufgenommen wird.Gegebenenfalls kann mit der Vorspannung dieAusgangsleistung geregelt werden. (ALC/SWR-Kontrolle)

→ Kapitel 5.4 Das BIAS Netzwerk

→ Kapitel 9 VSWR Schutzschaltung

Negativer Temperaturkoeffizient: Der Drainstromnimmt mit steigender Temperatur ab, sofern derArbeitspunkt über dem temperaturstabilen Punktdes Transistors liegt.

→ Kapitel 8 Temperaturstabilisierung

Geringere Rückwirkungskapazität (ca. Faktor 5),welche im Gegensatz zum BJT weitgehendstatisch ist. Daher besteht eine geringere Neigungzu parametrischen Schwingungen.

→ Kapitel 7 Stabilitätsanalyse

Hohe Linearität bei genügend grossenRuheströmen, womit bei SSB ein grosserIntermodulationsabstand erreicht werden kann.

Hohes Last-VSWR möglich.

Tabelle 4 Vor- und Nachteile von MOS Transistoren gegenüber Bipolar Transistoren

15 BJT = bipolar junction transistor16 wird in [Cri98] Kapitel 3.6 „Input Drive Requirements“ genauer betrachtet.

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Vorkenntnisse - 18 -

4.2.6.1 FET Ersatzmodell

Da RF Transistoren bei schlechter Anpassung eher zum Schwingen neigen, soll das Anpassnetzwerkzuerst anhand eines äquivalenten Testobjekts vorabgeglichen werden.

Die Idee besteht darin, aus der optimierten MWO Simulation den FET zu entfernen und ihn so durcheine Immitanz zu ersetzen, dass sich der Schaltung von Aussen gesehen (S11 & S22) nichtsanmerken lässt (bis auf die Verstärkung S21 natürlich). Da wir den Verstärker jedoch erst im Betriebmittels Load Pull Technik abgleichen wollen, soll diese erste Abstimmung nur der ungefährenKontrolle der Funktionalität des Anpassnetzwerks dienen. So können grundlegende Fehler nochfrühzeitig erkannt werden.

MWO stellt unter measurement / linear diverse Funktionen zur Verfügung, um die Impedanz einerSchaltung oder eines Schaltungsteils zu ermitteln17. Am leichtesten kann der FET durch ein parallelausgeführtes RC-Glied approximiert werden. Um die dazu nötigen Werte zu erhalten, können diefolgenden MWO Funktionen aufgerufen werden oder es kann aus einer beliebigenImmitanzdarstellung (Smith-Chart, Polar Plot, etc.) auf die parallel-RC Werte umgerechnet werden.

ZIN Eingangsimpedanz des Ports K wobei die anderen Ports durch ihre Impedanzrepräsentiert werden. Kann umgerechnet werden in C_PRC und R_PRC.

C_PRC Berechnet den Kapazitätswert eines äquivalenten Parallel RC Gliedes.

R_PRC Berechnet den Widerstandswert eines äquivalenten Parallel RC Gliedes.

Folgende Tabelle zeigt die möglichen Impedanzen, auf welche das Anpassnetzwerk abstimmbar seinmuss. Alle Werte gelten für die Bandmittenfrequenz von 145MHz.

Hersteller / TypModell / Arbeitspunkt

EingangImpedanz ZI (Ω)

EingangParallel RC

AusgangImpedanz ZO (Ω)

AusgangParallel RC

Polyfet / SR746Spice Modell VD=50V

IDQ = 0.4A (VG=3.85V)

IDQ = 0.75A (VG=4.00V)

IDQ = 2A (VG=4.40V)

IDQ = 5A (VG=5.12V)

1.87 – j2.41

2.07 – j2.19

2.35 – j2.01

2.51 – j1.63

4.98Ω / 284pF

4.39Ω / 265pF

4.07Ω / 230pF

3.57Ω / 200pF

2.59 – j6.39

3.05 – j5.76

3.60 – j4.81

3.79 – j3.71

18.3Ω / 149pF

13.9Ω / 149pF

10.0Ω / 146pF

7.43Ω / 145pF

S-Parameter VD=50V

IDQ = 0.4A (VG=3.85V) 1.73 – j3.01 6.95Ω / 274pF 3.97 – j8.14 20.65Ω / 109pF

Motorola / MRF151GS-Parameter VD=50V

IDQ = 0.38A 0.93 – j1.53 3.44Ω / 523pF 1.31 – j3.96 13.3Ω / 250pF

Tabelle 5 Abhängigkeit der FET Ein- und Ausgangsimpedanz vom Arbeitspunkt (IDQ)

17 [AWR99] Microwave Office 2000 Reference Guide S.205-231

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Vorkenntnisse - 19 -

Da eine Drahtlänge von 5mm bei 145MHz bereits eine Reaktanz von etwa 5Ω aufweist, lässt sichdas Ersatzmodell zwar berechnen, jedoch schlecht praktisch realisieren. Am besten behilft man sichso, dass ein mechanisch stabiler Aufbau (Reproduzierbarkeit) mit abgleichbaren Elementen an einImpedanzmessgerät angeschlossen wird und die Feinabstimmung des Ersatzmodells erst dannerfolgt.

Da wir nur eine ungefähre Anpassung vornehmen wollen, gibt es für unser Layout eine nochelegantere Methode. Da der Anschluss für den FET gerade an den Rand des PCB zu liegen kommt,können die berechneten Bauteile gerade bei der Kante des PCB gegen Masse eingelötet werden. Dieserfordert weniger Aufwand und ist die wahrscheinlich genauste Methode für unserenFrequenzbereich, da so die herstellungsbedingte Zuleitungsinduktivität des RC-Gliedes minimalwird.

Abbildung 3 FET Ersatzmodell

Abbildung 3 rechts zeigt das PCB, auf welchem das Anpassnetzwerk mit L7 und L8 (rot)aufgebracht ist. Es wird je ein RC-Glied zwischen L7 und Masse (PCB Unterseite) bzw. L8 undMasse benötigt.

Masse (Unterseite)

2 ∗ RCparallel

PCB

Gate Gate Source

DrainDrain

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300W Verstärker - 20 -

5 300W Verstärker

5.1 Diskussion

Da das Fertigen von Transformatoren in der Praxis immer mit einem relativ grossen Aufwandverbunden ist und sich daher in den Kosten niederschlägt, drängte sich ein Konzept auf, welchesohne Ferritmaterialien in den Anpassungselementen auskommt. Dies ergibt zudem den Vorteilweniger schocksensitiv zu sein, was für einen mobilen Sender von grosser Bedeutung ist.

Diese Idee existierte schon zu Beginn unseres Projekts, doch sahen wir da noch keine realisierbareLösung für unseren Frequenzbereich. Die Homepage von Philips brachte uns schliesslich auf dasentscheidende Konzept. Die Application Note AN98031 [AN031] beherbergt die grundsätzlicheVorgehensweise. Da wir anstelle der von Philips verwendeten BLV25 Bipolartransistoren MOSFETeinsetzen, muss das Anpassnetzwerk modifiziert werden, denn MOSFET verhalten sich kapazitiv,wohingegen BJT induktiv in Erscheinung treten. Ebenfalls verbessert werden soll das BiasNetzwerk, indem wir eine aktive Temperaturkompensation einsetzen.

Abbildung 4 Prinzipschema des Verstärkers

Das Vorgehen ist jedoch das gleiche wie beim Ferritdesign18, obwohl hier die Funktionen BALUNund 4:1 Transformation räumlich getrennt vollzogen werden. Dies bringt uns eine bessereSimulierbarkeit der Schaltung, da für Leitungselemente bessere Modelle zur Verfügung stehen.Ebenfalls erhalten wir einen mechanisch stabileren Aufbau, leider auf Kosten eines erhöhtenPlatzbedarfs.

Da die beiden 4:1 Transformatoren koaxial ausgeführt werden, können wir eine einheitlicheTechnologie verwenden, was die Systemkosten weiter senkt. Da Koaxialkabel sättigungsfrei ist,treten keine zusätzlichen Intermodulationserscheinungen auf, womit wir näher an dieSimulationsergebnisse herankommen sollten. Da unsere Schaltung im 2m Band arbeitet, können wirkürzere Leitungselemente einsetzen als in [AN031] vorgeschlagen und somit die physikalischenAbmessungen des gesamten Verstärkers weiter verringern.

Es spricht also alles dafür, diese Schaltung an unsere Anwendung anzupassen. 18 Semesterarbeit WS99 Fischer/Reimann

Prinzipschem

SR746Zweig

SR746Zweig

Page 19: Amp300w Project

300W Verstärker - 21 -

5.2 Arbeitspunkt

Mit der Wahl des Arbeitspunktes hat man die Möglichkeit, verschiedenste Parameter des Verstärkerszu beeinflussen.19

Da der Verstärker SSB tauglich sein muss, wird ein Intermodulationsabstand von wenigstens35dBPEP gefordert. Dies daher, da ein SSB Signal eine zeitvariable Enveloppe aufweist, was einenmöglichst linearen Verstärker erfordert, um keine Nachbarkanäle zu stören. Wir legten denArbeitspunkt provisorisch fest auf einen IDQ20 von 0.75A womit der Verstärker nahe der Klasse Barbeitet. Für ein Klasse A Design wäre ein IDQ von etwa 5A erforderlich, was zu einer erheblichenVerlustleistung führen würde.

Die wesentlichen Faktoren welche die Wahl des Arbeitspunktes bestimmen sind folgende:

• WirkungsgradDa unser Verstärker für mobile Anwendungen vorgesehen ist, sollte nicht allzuvielVerlustleistung bei kleiner Aussteuerung benötigt werden. Ein Klasse B Verstärker würde diesesKriterium am besten erfüllen, da er keinen DC Ruhestrom benötigt. Als Folge der TransistorNichtlinearitäten entstehen jedoch zu starke Intermodulationsprodukte, was diese Betriebsartausschliesst.

• IntermodulationsabstandDa die Transistor Kennlinie einen exponentiellen Knick in der ID vs. UGS Charakteristik aufweist,entstehen zusätzliche Frequenzen, welche als Intermodulationsprodukte bezeichnet werden. Diegrösstmögliche IMD Performance wird mit Klasse A erreicht. Da der Ruhestrom IDQ dabei dieHälfte von IMax beträgt, und somit der Wirkungsgrad extrem niedrig ist (<50%), kommt auchdiese Betriebsart für unseren Verstärker nicht in Frage. Wir müssen also einen Arbeitspunktfestlegen, bei welchem, bei noch vertretbaren Verlusten, genügend Intermodulationsabstanderreicht wird.21 Abbildung 5 zeigt die IDM Performance eines MOS Transistors von Motorola,welcher fast die gleichen Spezifikationen, wie der von uns eingesetzte Polyfet Transistoraufweist.22 Er erreicht bei einem IDQ von 250mA eine IMD(d3) von –32dB bei 150W PEP. Wennwir den IDQ etwas höher wählen (z.B.750mA), könnten wir die Spezifikation von –35dB PEP imPflichtenheft eventuell bereits erfüllen.

• TemperaturabhängigkeitDa bei Klasse AB die Temperatur in Abhängigkeit der Ausgangsleistung schwankt, also eineKompensation vorgesehen werden muss, legten wir den Arbeitspunkt auf 750mA fest. Bei einemIDQ von 750mA (VGS=4.0V) geht der negative Temperaturkoeffizient (TC) über in einenpositiven TC. So kann die Schaltung zur Temperaturkompensation optimal ausgelegt werden, danur ein negativer TC kompensiert werden muss. ( Kapitel 8.1)

19 Eine eingehende Abhandlung ist [Cri98] S.17-72 zu entnehmen. Wir werden nur die für unsere Arbeit relevanten Aspekte aufzeigen.20 IDQ = quiescent current, er beschreibt den Drainstrom im Arbeitspunkt ohne angelegte RF-Leistung.21 Gemäss Pflichtenheft soll IMD3 < -35sBPEP betragen.22 Datenblatt des MRF150 (50V, 150W, N-Kanal MOSFET).

Page 20: Amp300w Project

300W Verstärker - 22 -

Abbildung 5 IMD(d3) und IMD(d5) des MRF150 in Abhängigkeit der Ausgangsleistung

Da der Arbeitspunkt einen erheblichen Einfluss auf die Ein- und Ausgangsimpedanz des Transistorsausübt, wurde das von Polyfet erhältliche Spice Modell des SR746 mittels MWO ausgemessen, umdiesen Einfluss auch grafisch darstellen zu können.

Folgende Plots zeigen die erhaltenen Werte für zwei verschiedene Bias Einstellungen normiert auf10Ω. Es ist deutlich eine Verschiebung des Realteils von S11 und S22 hin zu grösseren Werten zubeobachten, sowie eine Reduktion der FET Kapazitäten mit zunehmender Sättigung des Kanals,welche sich durch den erhöhten Stromfluss ergibt.

Abbildung 1 SR746 S11 und S22 Abbildung 2 SR746 S11 und S22Z0=10Ω Z0=10ΩIDQ=400mA IDQ=2AVD=50V VD=50Vf=10...1000MHz f=10...1000MHz

Weiterführende Literatur:

• [Cri98] S.17 bis 72

• [Fun98] Kapitel 3.1.1

01.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

144 MHzr 2.3Ωx -2.4Ω 144 MHz

r 3.5Ωx -5.2Ω

S[1,1] S[2,2]

01.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

144 MHzr 1.8Ωx -2.6Ω 144 MHz

r 2.6Ω x -6.5Ω

S[1,1] S[2,2]

Page 21: Amp300w Project

300W Verstärker - 23 -

5.3 Gate Loading

Gate Loading nennt sich eine Technik, mit welcher die Güte des Eingangsnetzwerks, mittelsresistiver Belastung des Gate reduziert wird23. Diese, auf Kosten der Verstärkung gehende Methodehat den Zweck, die Schwingungsneigung des Leistungstransistors zu unterdrücken.

Hauptsächlich können drei unterschiedliche Schwingungsphänomene auftreten:

• Schwingungen nahe oder bei der Arbeitsfrequenz : Die Ursache kann in einer schlecht gewähltenTopologie des Anpassnetzwerks oder in der falschen Dimensionierung desselben liegen. AlsAbhilfe kann mittels Gate Loading die Güte des Anpassnetzwerks soweit gesenkt werden, dasskeine Instabilitäten mehr auftreten können, oder aber das Anpassnetzwerk kann neu ausgelegtwerden

• Schwingungen weit unterhalb der Arbeitsfrequenz : Vor allem BJT aber auch FET können davonbetroffen sein. Die Ursache liegt meist im Bias Netzwerk. Die Eingangskapazität des Transistorsoszilliert zusammen mit der Induktivität, welche durch das Bias Netzwerk gebildet wird. Da VHFTransistoren bei diesen „tiefen“ Frequenzen eine sehr hohe Vorwärtssteilheit aufweisen, musspeinlichst darauf geachtet werden, dass der Ausgang vom Eingang sauber entkoppelt ist. Sodürfen die Speisungspunkte Bias und DC Supply AC-mässig auf keinen Fall verbunden sein.Meist genügt bereits ein kleiner ohmscher Widerstand oder eine Drossel, um die Schaltung vomSchwingen abzuhalten. Die Güte der verwendeten Drosseln und Leitungsinduktivitäten des BiasNetzwerks soll so klein wie möglich gehalten werden und die Blockkondensatoren für dieverschiedenen Schaltungsteile (Bias, DC Supply) sollen möglichst weit voneinander entferntangebracht werden. Fast jeder grössere RF Transistor schwingt, wenn seine Bias Punkte alledirekt auf RF Entkoppelpunkte geführt sind, wie eine k-Faktor Analyse zeigen wird(→Kapitel 7).

• Parametrische Schwingungen24 : Sie werden hervorgerufen durch die nichtlinearen Eigenschaftender Kollektorkapazität, welche vor allem beim BJT besonders ausgeprägt sind. Bei hohen RF-Spannungen kann diese Kapazität, bei der halben oder bei einem Drittel der Arbeitsfrequenz,einen negativen Widerstand aufweisen, was zu Instabilitäten führt.

• Konversionsschwingungen : Sie können auftreten, wenn das Ausgangsnetzwerk zweiSchwingkreise enthält, wobei die Summe ihrer Resonanzfrequenzen gleich der Arbeitsfrequenzist. Die tiefere ist die Resonanzfrequenz der RF Drossel zusammen mit der Ausgangskapazitätdes Transistors. Die höhere wird verursacht durch das Anpassungsnetzwerk. Es soll hier lediglichdarauf aufmerksam gemacht werden, dass die Topologie des Anpassungsnetzwerks eine zentraleRolle spielt und bei falscher Auslegung nachteilige Eigenschaften aufweisen kann.

Das Bias Netzwerk ist so auszulegen, dass es einen stabilen Betrieb von DC bis zur Grenzfrequenzdes Transistors erlaubt. Da es bei der Dimensionierung des Anpassnetzwerkes berücksichtigt werdenmuss, soll es bei einer Änderung der Bias Einstellungen im Betrieb seine Kleinsignaleigenschaftenbeibehalten, um die Anpassung nicht zu beeinflussen.

23 Widerstände R1 und R224 [Fun98] Kapitel 3.5.2

Page 22: Amp300w Project

300W Verstärker - 24 -

5.4 Das BIAS Netzwerk

Anstatt den Punkt VBias (Abbildung 8) AC mässig direkt an Masse zu legen25, führten wir ihn überR24 (220Ω) auf den 4:1 Transformator, welcher über C22 (4.3nF) auf Nullpotential gelegt ist. DerTransformator kann für die Bias Betrachtungen als Induktivität aufgefasst werden, welche derHochfrequenz der Gate Zuleitung einen grossen Widerstand entgegensetzt.

R26 (1kΩ) dient dem individuellen Abgleich der Gate-Threshold Spannungen.

R22 (100kΩ) dient dazu, das Gate des MOSFET vor elektrostatischen Entladungen zu schützen, fallsR24 oder R26 für Abgleichzwecke entfernt werden müssen.

R20 (6Ω) bildet zusammen mit C20 (4.3nF) das in Kapitel 5.3 beschriebene Gate Loading und trägtdamit zur Stabilität des Verstärkers bei.26

Abbildung 6 Bias Netzwerk für den Transistor Eingang

25 In Kapitel 7 wird auf die Stabilität genauer eingegangen.26 Weitere Informationen sind in [Fun98] Kapitel 3.5.2 Suppression of parasitic oscillations zu finden.

R20

C20

Z0=25

Z0=25FET2

R22R26

VBias

R24

C22

RF

L3

L4

Page 23: Amp300w Project

300W Verstärker - 25 -

5.5 DC Einspeisungen

Ähnlich wie mit dem Bias Netzwerk verhält es sich auch mit der 50V DC Einspeisung. Sie soll, umdie Stabilität des Verstärkers zu gewährleisten nicht direkt mit der HF in Kontakt gebracht werden,weshalb der Punkt P über einen RF-Bead (L30) und einen Widerstand zum HF-Massenpunkt Qgeführt wird. Der RF-Bead stellt für die DC Speisung einen Kurzschluss dar, für die RF jedoch einenohmschen Widerstand von etwa 40Ω.[→ Kapitel 4.2.4] Um eventuell auftretende Resonanzen desBead zu dämpfen dient R30.

Die DC-Glättung, welche den Ripple des SSB Signals auzugleichen hat, befindet sich bei Punkt P.Sie ist nötig, um die Bias Modulationseffekte zu verringern27. Da bei einem SSB modulierten Signaldie Enveloppe und somit auch die Stromaufnahme von der Speisung zeitabhängig sind, ergibt sichein Spannungsripple an Punkt P. Diese Speisungsschwankungen können das Ausgangssignalzusätzlich in der Amplitude modulieren, was dazu führt, dass die IM Seitenbänder nicht mehrsymmetrisch sind und somit die IM Performance verschlechtert wird. Abhilfe schaffen kann fürModulationsfrequenzen unterhalb 100kHz, wie es bei uns der Fall ist, nur eine Transistor-stabilisierteSpeisung (Längsregler) oder ein schneller Schaltregler.

Abbildung 7 Bias Netzwerke für den Transistor Ausgang

L12 = Hohe Güte und 3 bis 7 mal den äquivalenten Parallelwiderstand an diesem Punkt.

L30 = Tiefe Güte, 6..8 µH in HF Schaltungen, 50...1000nH in VHF Schaltungen

C32 = RF Entkoppelkondensator 1..3nF Wahl: 1nF//3.3nF28 (senkt die Verlustleistung von R32)

C30 = 50..100 nF Wahl: 1nF(Chip)//10nF(Chip)//1µF(MKT)//470µF

R32 = kleiner Widerstand 0...5 Ω Wahl: 0.5Ω (gleicht Asymmetrien aus)

R30 = kleiner Widerstand 0...15 Ω Wahl: 12Ω

27 [Cri99] Kapitel 7.4 AM-to-PM Effects und Kapitel 7.5 Bias Modulation Effects28 // bedeutet „parallel geschaltet mit“. Kapitel 4.2.5 gibt Auskunft über die verwendeten Kondensatoren.

R32

Z0=25Ω

Z0=25Ω

R30C32

Q

C30

50V

L13

L30

L12 P

Page 24: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 26 -

6 Das Anpassnetzwerk

6.1 Eingangsanpassung

Das Eingangsnetzwerk hat die Aufgabe, einen reflexionsarmen Übergang vom unsymmetrischenVerstärkereingang auf die symmetrisch arbeitende Gegentaktendstufe zu schaffen. Es soll, mit nochvertretbaren Verlusten, von 50Ω auf eine Transistorimpedanz von etwa 0.5Ω (Realteil)transformieren, wobei die geforderte Bandbreite berücksichtigt werden muss. Dies entspricht einemImpedanzverhältnis von 100:1, weshalb eine Transformation am Besten stufenweise erfolgt. DaAnpassschaltungen aus einzelnen Induktivitäten und Kapazitäten sehr schmalbandig sind(Resonanzanpassung), eignet sich eine dreiteilige Regionaltransformation besonders gut.

1) Der 1:1 BALUN am Eingang (Line1, Line2) besorgt zunächst einen Übergang von 50Ωunsymmetrisch (Verstärkereingang) auf 50Ω symmetrisch. L2 hat eine Wellenimpedanz von 50Ωund dient der besseren Symmetrierung. C1 und C2 dienen einerseits der Potentialtrennung (Bias)und andererseits der Kompensation der parasitären Parallelinduktivitäten29 von L1 und L2. DerBalun übernimmt zudem die Phasenumkehr zur Ansteuerung der Leistungsendstufe.

2) Ein 4:1 Leitungstransformator (L3, L4) transformiert dann die symmetrischen 50Ω auf einenWert von 12.5Ω resp. 2∗6.25 Ω symmetrisch. Diese stückweise Impedanztransformation mitStandardelementen wie Balun oder 4:1 Transformator wird in der Fachliteratur alsRegionaltransformation bezeichnet.

3) Man braucht nun noch die Feinanpassung an den Transistor vorzunehmen, was mit den diskretenElementen (C4 und L5 – L8) erreicht wird. Sämtliche Induktivitäten werden in Stripline Technikausgeführt30, was die elektromagnetische Abstrahlung reduziert und einen sauberen,reproduzierbaren Aufbau ermöglicht. Ebenfalls können durch diese Anpassung die gewünschtenSchaltungsparameter Verstärkung, Stabilität und SWR festgelegt werden.

Abbildung 8 Schema der Anpassschaltung

29 Berechnungen in Kapitel 6.3 Balun30 Ersatzschaltungen finden sich in [Fun98]

Eingang50Ωasym.

VDDVBias

L10

L11

L14 L12

L2 L4 L6 L8

L5 L7L1 L3

L15 L13

C1

C2

C4 C14

C11

C12

R1

R2

C3C13

Page 25: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 27 -

6.2 Ausgangsanpassung

Das Ausgangsnetzwerk ist gleich aufgebaut wie das Eingangsseitige und besteht ebenfalls aus dreiTeilen:

1) Mittels den diskreten Elementen (L14, L15 und C14) wird die Ausgangsimpedanz auf 12.5 Ωsymmetrisch angehoben, um danach wiederum eine Regionaltransformation durchführen zukönnen. Es ist zu beachten, dass im Ausgangsnetzwerk hohe HF Ströme und Spannungenauftreten und man darum versucht, die Anpassung mit möglichst wenigen Elementenvorzunehmen, um die Verluste klein zu halten. Bei Vollast treten an C14 rund 600VAScheinleistung auf, was Kondensatoren hoher Güte erfordert.31

2) Die Leitungen L12 und L13 bilden einen 1:4 Leitungstransformator, mit einerAusgangsimpedanz von 50 Ω symmetrisch. Mit dem verwendeten Semirigid Koaxialkabel isteine theoretische Leistungsgrenze von 600 W vorgegeben.32

3) L10 und L11 bilden einen 1:1 Balun. Er hat die Aufgabe, die Leistung der beiden Transistorenphasenrichtig zu kombinieren und an die 50Ω Systemimpedanz (asym.) anzupassen.

31 Kapitel 6.8 Power Ratings32 Angabe Huber Suhner

Page 26: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 28 -

6.3 Balun

Der Balanced to Unbalanced Transformator (Balun), teilt die asymmetrisch eingespeisteEingangsleistung auf, in zwei symmetrische (balanced) Zweige, welche eine Phasendifferenz von180° aufweisen. Die Phasendifferenz wird benötigt, um den Verstärker im Gegentaktmodusbetreiben zu können.

Charakteristisch für alle Balun Strukturen ist die Forderung, das symmetrische Ende dergestalt gegenMasse floaten zu lassen, dass die Impedanz von jedem der beiden symmetrischen Anschlüsse (A,B)zurück gegen Masse genügend hoch ist, im Vergleich zu den Strömen welche auf der sym. Seitefliessen.

Abbildung 9 Funktionsweise des Balun

Eine praktische Realisierung kann so aussehen, dass ein Stück Semirigid33 Koaxialkabel (Leitung A)mit der Länge l und dem Wellenwiderstand Z0=50Ω auf eine Mikrostreifenleitung34 (Leitung B)gelötet wird, welche ebenfalls die Länge l besitzt und als SCS35 ausgeführt wird. Die Einspeisung indas Koaxialkabel erfolgt asymmetrisch mittels eines BNC Steckers.

Von der symmetrischen Seite aus gesehen (Abbildung 9 rechts), wird so bei der Resonanzfrequenzdes SCS die Verbindung gegen die asymmetrische Seite (links) hochohmig, was es erlaubt, denAbschlusswiderstand, welchen die zwei Transistoren bilden, in der Mitte auf Masse zu legen. Damitergibt sich für die Ausgänge A und B je eine Anschlussimpedanz von 25Ω, womit bereits eine ersteImpedanzreduktion erzielt wurde.

Der Wellenwiderstand der Streifenleitung, welche auf das PCB36 geätzt wird, soll möglichst hochgewählt werden, um ein breitbandiges Design zu erzielen. Aus praktischen Gründen sollte die Breiteder Streifenleitung jedoch nicht kleiner als der Durchmesser der koaxialen Leitung A sein, um nocheinen definierten Wellenwiderstand zu erzielen und um die mechanische Stabilität zu gewährleisten.

33 Semirigid (halb-hart) Kabel haben ein Kupferrohr als Aussenleiter. Ansonsten sind sie gleich aufgebaut wie herkömmliche

Koaxialkabel.34 Mikrostreifenleitung = Microstrip, Skizze in Abbildung 20 oben rechts.35 SCS = short-circuitet stub. Die Mikrostreifenleitung ist auf der asymmetrischen Seite des Koaxialkabels kurzgeschlossen.36 PCB = Printed Circuit Board = Leiterplatte

Leitung B (ZB, ΘB)

Leitung A (Z0, ΘA)50Ω

R/2

R/2

I

I

asym. Eingang sym. AusgangA

B

Page 27: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 29 -

6.3.1 Analyse der Balunparameter

Damit die Leitung B das symmetrische vom asymmetrischen Ende isolieren kann, soll ihreelektrische Länge 90° (λ/4) betragen. Dadurch wird erreicht, dass der Kurzschluss, welchen derAussenleiter auf der linken Seite der Abbildung 9 gegen Masse bildet, über die λ/4 Transformationin einen Leerlauf auf der rechten Seite gegen Masse überführt wird, was die nötige Isolationbereitstellt.

Bei genau einer Frequenz im Passband sind also Ein- und Ausgang für die Gegentaktwellevollständig voneinander isoliert was bedingt, dass der Strom auf dem Innenleiter gleich dem Stromauf dem Aussenleiter sein muss, natürlich mit entgegengesetztem Vorzeichen. Es fliesst also keinStrom vom symmetrischen Ende gegen Masse. Diese Feststellung ist auch in einem anderenZusammenhang von grösster Bedeutung, denn ein wichtiger Parameter, welcher die Verstärkung vonTransistoren begrenzt ist LS, die Source Induktivität. Da kein RF-Strom von der Source des FET(Flansch) gegen Masse fliesst, sondern nur von der Source des einen FET zur Source des anderenFET, wird LS minimal. Dazu kommt noch, dass wir Gemini37 Gehäuse einsetzen, bei welchen zweiTransistoren auf demselben Flansch aufgebracht sind und somit LS noch weiter minimiert wird.

Die Abbildung 10 macht deutlich, dass nicht beide Teillasten (R/2) die gleiche Impedanz in RichtungGenerator sehen. Dies hat den Grund, dass der Aussenleiter der koaxial ausgeführten Leitung A imGegensatz zum Innenleiter noch mit der parallelen Impedanz ZP=ZB⋅tan(ΘB) belastet wird. DieseImpedanz ZP ist nichts anderes, als der beschriebene „Kurzschluss“ der linken Seite, über die Länge lauf die rechte Seite (Ausgang) transformiert. Wählt man l gerade λ/4, so wird ZP für einen schmalenFrequenzbereich sehr gross, da tan(ΘB) = tan(π/2) ≅ ∞.

Abbildung 10 Ersatzschaltbild des Balun

Da jedoch, um die Stabilität zu gewährleisten, die Symmetrie auch für Frequenzen ausserhalb desPassbandes bestehen muss, wird der Innenleiter mit einer identischen Impedanz ZP belastet, welchedurch eine dummy-line38 realisiert wird. Den vollständigen Aufbau des Balun zeigt Abbildung 11.

37 Handelsüblicher Gehäusetyp für Push-Pull Transistoren.38 Mikrostreifenleitung mit gleichen geometrischen Abmessungen wie Leitung B. Es wird jedoch keine Signalenergie durch sie

weitergegeben, womit sie viel geringere Verluste aufweist, als Leitung A.

RR/2

R/2

Leitung A

ZP

Page 28: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 30 -

Abbildung 11 Symmetrischer Balun mit dummy-line

Im Ersatzschaltbild äussert sich diese Änderung durch eine Impedanz ZP parallel zum Innenleiter.Damit ist die Symmetrie des Balun nicht mehr von der Frequenz abhängig.39

Die Bandbreite (bezogen auf das SWR) dieses perfekt symmetrischen Balun wird bestimmt durchdas Verhältnis 50Ω / R sowie die Verluste über den Leitungen B und C. Wird R/2 = 25Ω gewählt,wie es bei unserem Design der Fall ist, so wird die Bandbreite nur durch die Leitungen B und Cbestimmt, welche in einer Leitung BB mit ZBB = 2∗ZP zusammengefasst werden können.

Abbildung 12 Ersatzschaltbild des symmetrischen Balun

Um das Design mit einem vernünftigen Platzaufwand realisieren zu können, muss ein Weg gefundenwerden, die Leitungen kürzer als eine viertel Wellenlänge (50cm) zu bauen. Der Balun soll seineAufgabe dennoch erfüllen können.

39 [Mic80] Three Balun Designs For Push-Pull Amplifiers S.47 enthält zusätzliche Informationen, wobei auch auf die Messtechnik

eingegangen wird. Ebenfalls eine gute Quelle ist [Dub00] S.15.

Leitung A (Semirigid Koax)50Ω

R/2

R/2Leitung B (Streifenleitung)

Leitung C (dummy-line)

R RLeitung A

Leitung BBZBB=2∗ZP

Page 29: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 31 -

A l

ZW

ZE= ZW2 / ZA

Verkürzt man die Länge l der Leitung, so verhält sich der Eingang zusehends induktiv. Diesveranschaulicht Abbildung 13.

Abbildung 13 Verlauf der Eingangsimpedanz ZE in Funktion der Länge

Die Eingangsimpedanz ZE der verlustlosen Leitung hat bei l=λ/4 einen Pol und nähert sich mitabnehmender Länge von der induktiven Seite her der Abschlussimpedanz ZA. Da wir den Balunschmalbandig einsetzen, können wir diesen induktiven Anteil leicht durch eine geeigneteParallelkapazität ZP kompensieren. Die Abbildung 14 bezieht sich nicht mehr direkt auf den Balun,sondern auf ein Stück Leitung mit der Länge l und dem Wellenwiderstand ZW.

In unserer bei 100MHLayout enerhöht, umfür die KBalun min

40 Gemessen m41 Da ein kle

AnpassnetzwSimulation

( )( )42

42

tantan

λ

λ

ββ⋅⋅⋅+⋅⋅⋅+

⋅=ZjZZjZ

ZZw

wwEλ/4 =π/2

Länge l

Imaginärteil von ZE

3∗λ/4

Z

Abbildung 14 λ/4 Transforma

Schaltung wird ZA durch einenz realisiert. So ist es möglich

tgegenkommt. In der Simulat auf der sicheren Seite zu sein

ompensationskapazität ZP wasimal erhöht.41

it dem HP 4294A Impedanz Analyzer

iner Teil der Kompensationsreaktanz auerks erhöht. Die Komponente auf der

vernachlässigt werden könnte.

tion mittels einerLeitung

1nF Kondensator mit einer , die Bias Einspeisung auf dion mit MWO wurde die . Der reaktive Anteil reduz dem Design entgegenkom

f die linke Seite der Abbildung 14 linken Seite hat jedoch nur einen

ZP

Impedanz von (0.3Ω – j1.5Ω)40

en Punkt A zu legen, was demresistive Komponente auf 1Ωiert lediglich den nötigen Wertmt, sowie die Bandbreite des

zu liegen kommt, wird die Ordnung des sehr kleinen Anteil, womit sie für die

Page 30: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 32 -

Wie eine Simulation mit MWO zeigt42, wird so eine Isolation von etwa 30dB im Passband erreicht.

Abbildung 15 Eingangswiderstand des verkürzten und kompensierten λ/4 Transformators

Wie dem Smith Chart ebenfalls entnommen werden kann, findet bei dieser Kompensation eineWiderstandstransformation statt, so dass nicht mehr die ursprüngliche λ/4 Impedanz (ohneKompensation), sondern eine verkürzungsabhängige tiefere Impedanz resultiert. Dies hat zur Folge,dass die Bandbreite etwas reduziert wird. Abbildung 16 zeigt, wie die tiefere Impedanz zustandekommt. Da der Smith Chart nur für Impedanzen nahe des Normierungswiderstandes eine guteAuflösung bietet, ist der Unterschied von fast einem Faktor Zwei in Abbildung 15 (links) schlecht zuerkennen.

Abbildung 16 Einfluss der Kompensationskapazität auf die Transformation

42 Datei: microstrip_returnloss.mwo

01.0

1.0

-1.0

10.0

10.0

-10.0

5.0

5.0

-5.0

2.0

2.0

-2.0

3.0

3.0

-3.0

4.0

4.0

-4.0

0.2

0.2

-0.2

0.4

0.4

-0.4

0.6

0.6

-0.6

0.8

0.8

-0.8

verkürzt

Lambda / 4

Z λλλλ/4

Parallelkapazität

Ergänzung auf λλλλ/4

Leitungsstück < λλλλ/4

ZAZ verkürzt

130 140 150 160Frequenz (MHz)

0

400

800

1200

1600

2000

2400

Lambda / 4

verkürzt

Eingangswiderstand (Ω)

Page 31: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 33 -

Mit einer MWO Simulation43 kann leicht eruiert werden, welche Länge wir für den Balun wählenmüssen, um die Spezifikationen der Ein- und Ausgangsanpassung zu erfüllen. Da noch weitereElemente die Verstärkeranpassung beeinflussen, sollte hier genügend Reserve eingeplant werden.

Im 300W FM Design von Philips [AN031] wurde der Balun um den Faktor 1.6 verkürzt. Da unserBand auf der Frequenzachse etwa um den gleichen Faktor höher liegt und wir zudem wenigerBandbreite benötigen, können wir bei ähnlichen Dimensionen ein Anpassnetzwerk mit einembesseren VSWR erwarten.

Abbildung 17 SWR des λ/4 und des verkürzten Balun

Aus den bisherigen Ergebnissen geht also hervor, dass es möglich ist, mittels eines kompensiertenλ/4 Transformators die physikalische Länge des Balun den Bedürfnissen anzupassen. In derFachliteratur werden oftmals Faustformeln für derartige Kompensationen angegeben44, wobei derenAnwendung sich fast immer auf Spezialfälle bezieht.

Weiterführende Informationen finden sich in

• [Fun98], Rf transmitting transistors+fundamentals S.23/24

• [Fun98], Anpassschaltungen S.29

• [Cri98], Balun Simulationsmodell S.290

43 MWO Datei: balun_verkürzt.emp44 [ECO07], Kapitel 5.1/5.2 Kompensation, Kapitel 6.2 Balun

120 125 130 135 140 145 150 155 160 165 170Frequency (MHz)

1

1.02

1.04

1.06

1.08

1.1

1.12

1.14

1.16

1.18

1.2

SWR

Balun verkürzt

Balun Lambda / 4

Page 32: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 34 -

6.3.2 Realisierung des Balun

Abbildung 18 zeigt das Ergebnis der bisherigen Überlegungen. Die Leitung A ist ein SemirigidKoaxialkabel mit einem Wellenwiderstand von 50Ω. Um Platz einzusparen, wird es bogenförmig aufeine 2.8mm breite Streifenleitung (Z0=50Ω) aufgelötet, welche gerade die Leitung B bildet. Da dieelektrische Länge45 der Leitung kürzer ist als eine viertel Wellenlänge, ergibt sich eineParallelinduktivität von Punkt A gegen Masse, welche durch den Seriekondensator C1 kompensiertwerden muss. Um die Symmetrie zu gewährleisten, wird eine gleich grosse Parallelinduktivität inForm einer Mikrostreifenleitung C von Punkt B gegen Masse eingefügt, welche als dummy-linebezeichnet wird. Da auch diese Leitung kürzer ist als λ/4, wird zur Kompensation C2 benötigt.

Abbildung 18 Praktische Realisierung des Balun

Um den Platz auf dem PCB optimal auszunutzen und die Biegeradien der Semirigid Kabel nicht zueng zu wählen, orientierten wir uns für die Abmessungen an der Application Note [AN031] vonPhilips. Die physikalische Länge von Leitung A beträgt dabei 143mm, was einer elektrischen Längevon 47° entspricht.

Abbildung 19 PCB Layout des Eingangsnetzwerks

45 Da die Gruppengeschwindigkeit in einer Leitung vom verwendeten Dielektrikum abhängig ist (proportional √εr ), kann die

physikalische Länge einer Leitung etwa um den Faktor 0.5 (FR4) kürzer gebaut werden. Bei Streifenleitungen empfiehlt es sich,TXLine von AWR einzusetzen um die exakte Länge zu bestimmen.

Eingang 50Ω

Leitung C

Leitung A

C2

C3

Ausgang 25Ω

Ausgang 25ΩA

B

Leitung B

Leitung B

Leitung C

4:1 TransformatorStreifenleitung für L3

4:1 TransformatorStreifenleitung für L4

DiskreteEingangsanpassung

Page 33: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 35 -

he h 2 t.

We W t

πln 2 he.

t1.

εeff εr 12

εr 12

1

1 12 d.

We

.

Zo 120 π.

εeff Wed

1.393 0.667 ln Wed

1.444..

Für die Berechnung der Striplines wird TXLine Version 1.1. von AWR (Applied Wave Research)verwendet. Dieses Tool verwendet empirische Formeln und Tabellen, um die jeweiligenLeitungsparameter zu bestimmen, womit man mit einer Toleranz von rund einem Prozent rechnenkann46.

Die Angaben über das verwendete PCB Material wurden vom Hersteller übernommen.47 Abbildung20 zeigt das Ergebnis für die Mikrostreifenleitung des Balun.

Abbildung 20 Mikrostreifenleitung des Balun berechnet mit TXLine

Die Werte von εr und Z0 sollen sicherheitshalber anhand der Formeln von Wheeler und Schneider48

nachgerechnet werden. Dazu werden zuerst die effektive Substratdicke he (1.5mm), die effektiveBreite der Streifenleitung We und die effektive Dielektrizitätszahl εεεεreff berechnet. Nun kann dieWellenimpedanz Z0 bestimmt werden. Da die so erhaltenen Werte gegenüber TXLine weniger als0.1% Abweichung zeigen, kann davon ausgegangen werden, dass sie korrekt sind.

46 Angabe von AWR47 FEC Farnell Electronic Components Ref. 141-301 PCB FR448 Anhang in [Bes86] oder I.J. Bahl and D.K. Trivedi, „A Designer’s Guide to Microstrip Line“, Microwaves, May 1977, pp. 174-182

Page 34: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 36 -

6.4 4:1 Leitungstransformator

Ein weiterer Schritt in der „Regionaltransformation“ ist die Reduktion der Balun Ausgangsimpedanzvon 50Ω symmetrisch auf 12.5Ω symmetrisch. Dies wird erreicht durch einen 4:1Leitungstransformator, welcher durch zwei Semirigid Koaxialkabel mit einer Wellenimpedanz von25Ω gebildet wird. 25Ω entsprechen genau der geometrischen Mitte zwischen der Balunimpedanzvon 50Ω und der Eingangsimpedanz des diskreten Transistor Anpassnetzwerks von 12.5Ω ( Z0

2 =50∗12.5 ). Diese Anpassung des Wellenwiderstandes bewirkt eine Optimierung desStehwellenverhältnisses (SWR) auf der Leitung, womit gleichzeitig optimale Breitbandigkeit undniedrige Verluste gewährleistet sind. Das Übersetzungsverhältnis ist unabhängig von Quell- undLastwiderstand, also auch vom Wellenwiderstand der beiden Leitungen. Entspricht die Wahl von Z0

jedoch nicht der geometrischen Mitte der beiden Anschlussimpedanzen, so nehmen die Verluste zu.

Abbildung 21 Leitungstransformator 4:1

Gemäss Abbildung 22 muss die Leitungslänge mindestens 0.02λ = 4cm betragen49, um die Verlusteminimal zu halten.

Abbildung 22 Einfluss der Anpassung der Leitungslänge und desHF-Eisens auf die Übertragungsdämpfung

49 Die Abbildung 22 wurde [Fmp84] S.47 entnommen.

Z0=25

Z0=25

50Ω 12.5Ω6.25Ω

6.25Ω

Page 35: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 37 -

Die beiden 25Ω Koaxialkabel werden wie der Balun auf Mikrostreifenleitungen aufgebracht, umeinen definierten und mechanisch stabilen Aufbau zu erhalten. Da, wie in Kapitel 6.3.2 bereitshergeleitet, dadurch Parallelinduktivitäten entstehen, muss am Ausgang des Transformators eineParallelkapazität eingefügt werden. Diese beträgt für den 95mm langen Transformator auf derEingangsseite 18pF und für den 60mm langen Transformator auf der Ausgangsseite 30pF. Da an derselben Position auf dem Layout ohnehin der Kondensator für das diskrete Anpassnetzwerk zu liegenkommt, muss diese Kapazität lediglich dazu addiert werden.

Weitere Infos:

• [Dub00] S.15 (Gegentaktübertrager)

• [Fmp84] S.45 Formel für Übertragungsdämpfung etc.

• [Rut59] Some Broadband Transformers, Ruthroff

• [Sch77]

• [Pit68]

Page 36: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 38 -

6.5 Diskrete Eingangsanpassung

In einem letzten Schritt soll nun auf die optimale Eingangsimpedanz des FET transformiert werden.Diese kann der Tabelle 5 entnommen werden und beträgt für den SR746 2.1Ω - j2.2Ω bei einem IDQvon 0.75A.

Da wir die Impedanz nur noch etwa um den Faktor 2 gegen unten transformieren müssen, reicht eineTiefpass Sektion völlig aus.

Wie der Abbildung 23 zu entnehmen ist, kommen für den Bereich 2, in welchem sich dieImpedanzen des FET bewegen, die LC-Netzwerke a) und b) in Frage. Da Seriekapazitäten bei hohenHF-Strömen unzweckmässig sind und unser Layout eine Serieinduktivität vorsieht, bleibt also nochNetzwerk b) übrig.

Da die benötigten Induktivitäten im nH Bereich liegen, eignet sich für die praktische Realisierungeine Kombination aus n) und o) besser. Mikrostreifenleitungen bieten zudem den Vorteil einerbesseren Reproduzierbarkeit und sie erfordern weniger Handarbeit.

Abbildung 23 Anpassschaltungen für verschiedene Bereiche in Smith-Diagramm

Da wir Transistoren von Polyfet und von Motorola einsetzen wollen, muss das Netzwerk leichtabstimmbar sein, was am Besten durch den Einsatz einer Tiefpass Sektion erreicht wird. Falls derVerstärker auch für eine breitbandige Anwendung wie FM Broadcasting verwendbar sein soll, sokann das Netzwerk auf zwei Tiefpass Sektionen erweitert werden. (→ Kapitel 6.6)

Page 37: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 39 -

Die diskrete Anpassung für den Eingang ist gleichermassen aufgebaut wie diejenige für denAusgang, welche in Kapitel 6.7 abgehandelt wird. Es empfiehlt sich, zuerst Kapitel 6.7 zu lesen, dahier lediglich die spezifische Lösung für das Eingangsnetzwerk vorgestellt wird. Es wurden ebenfallsmit MIMP provisorisch die Längen bestimmt und mit MWO die Feinabstimmung vorgenommen.

Arbeitspunkt Typ / Impedanz /Ω Länge / mm Kapazität / pF Loaded Q

IDQ=2.0A SR746 / 2.35-j2.00 15.7 (15.8)50 230 (260) 1.3

(13.0 mit 10E Gateloading !)

IDQ=0.4A SR746 / 1.87-j2.41 17 260 1.5

IDQ=0.35A MRF151G / 0.9-j1.5 10.9 (8.7) 420 (540) 2.5

Tabelle 6 Werte des Anpassnetzwerks in Abhängigkeit des Arbeitspunktes

Es gilt nun, ein Layout zu entwerfen, dessen Länge von 8mm bis 20mm eingestellt werden kann.(→Abbildung 24) Falls weniger als 8mm benötigt werden, kann mittels des Kondensators C3 amVerstärkereingang der unerwünschte induktive Anteil kompensiert werden.

Abbildung 24 Diskrete Eingangsanpassung

50 Die Werte in Klammern wurden mit MWO bestimmt, die anderen mit MIMP

5.75.2

1Z0=50Ω

3.8

35.8

9

6.6

1.8

Z0=30Ω

R22

C20

C4

R20

Page 38: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 40 -

6.6 Diskrete Eingangsanpassung für Breitbandanwendungen

Falls der Arbeitspunkt des Transistors bekannt ist und an den Verstärker grössere Anforderungen andie Bandbreite gestellt werden, so ist eine Erweiterung des Anpassnetzwerks auf zwei Sektionen vonVorteil.

Die Kaskade der zwei Tiefpass Sektionen ist in Abbildung 25 schematisch dargestellt. Prinzipiellhandelt es sich um ein doppel L Netzwerk, dessen zugrundeliegende Idee es ist, auf einen Punktzwischen der Quell- und der Lastimpedanz zu transformieren, um so eine grössere Bandbreite zuerhalten. Wie aus der Theorie der Widerstandsanpassung bekannt ist, befindet sich dieParallelreaktanz C4 über dem grösseren, anzupassenden Widerstand Rh , also auf der Seite desTransformators und Rl repräsentiert den Transistor.

Abbildung 25 Anpassnetzwerk mit 2 Sektionen

Da wir im Gegensatz zu [AN031] keine Bipolartransistoren sondern MOSFET einsetzen, weist derkomplexwertige Widerstand RL einen kapazitiven Anteil auf. Dies wurde bereits in Abbildung 23ersichtlich, da der Bereich b) genau diese Impedanzen repräsentiert.

Da die Eingangswiderstände der Transistoren stark vom Arbeistpunkt abhängig sind, muss derdefinitive Arbeitspunkt vorgängig abgeklärt werden. Es kann dann evaluiert werden, in welchemBereich die Anpasselemente variierbar sein müssen, um dennoch mögliche Abweichungenkompensieren zu können. Als erstes werden jedoch Richtwerte benötigt, welche aufgrund derMethode von Matthaei51 bestimmt werden. Damit erhalten wir den in Abbildung 26 skizziertenChebyshev Tiefpass Verlauf.

Abbildung 26Passband Verlauf des 2 Sektionen Anpassnetzwerks

51 Abhandlung der Methode in [Fun98], stammt jedoch aus Matthaei, G.L., Young, L., & Jones, E.M.T., McGraw-Hill Book Company

Page 39: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 41 -

Wir können nun einmal die Elemente für die beiden Sektionen und einen reellenAbschlusswiderstand von 1.9Ω52 berechnen.

Mit fl = 144MHz und fh = 146MHz ergeben sich die folgenden Werte :

f1 = 144.295MHz f0 = 145.000MHz f2 = 145.709MHz

L1 = 2.212nH C2 = 454.3pF L3 = 5.395nH C4 = 186.3pF

Eine Simulation der erhaltenen Werte mit MWO zeigt, dass die Berechnungsgrundlage stimmt. Dajedoch der FET keinen reellen Eingangswiderstand aufweist, kann das Anpassnetzwerk so nichtverwendet werden. Es macht jedoch Sinn, ausgehend von diesen Werten mittels dem Tuner und demOptimizer von MWO die Schaltung an den FET anzupassen.

Abbildung 27 SWR-Verlauf der Matthaei Transformation

Da die Induktivitäten für eine diskrete Realisierung zu geringe Werte aufweisen, können sie inMikrostreifenleitungen umgerechnet werden. Dazu können die Näherungsformeln aus [Fun98] S.11und S.13 oder das Tune-Tool von MWO verwendet werden.

52 Des Polyfet SR746 hat für einen IDQ von 0.4A (Klasse B) eine Eingangsimpedanz von (1.9–j2.4)Ω, wobei der Imaginärteil nachträglich kompensiert werden kann.

142 143 144 145 146 147 148Frequency (MHz)

SWR Eingang

1

1.001

1.002

1.003

VSWR[1]Matthaei Anpassung

f0 0.5 fl2 fh2.f1 12

2 2 fl2. 2 2 fh2.. f2 12

2 2 fl2. 2 2 fh2..

M1 Rl

Rhw1 w2.

p Rl M Rh. w12 M. 2. Rh Rl( )

w12.

q M2 Rl3. Rh.

L1 p2

p2

4q C2 M

L1 L3 C2 Rl. Rh. C4 L1Rl Rh.

Page 40: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 42 -

6.7 Diskrete Ausgangsanpassung

Da am Ausgang des Transistors die Belastung der Anpasselemente entsprechend höher ist als amEingang, müssen die Kriterien für die Netzwerktopologie etwas modifiziert werden.

Die diskrete Anpassung soll möglichst wenig Elemente enthalten und ein solides Layout erlauben.Am besten dafür geeignet ist gemäss Abbildung 23 das Netzwerk b) oder eine Kombination von n)und o). Da die Induktivität L im Bereich 7...10nH liegt, ist es vorteilhaft, das Anpassnetzwerk mittelsMikrostreifenleitung und Parallelkapazität zu realisieren, was Abbildung 28 (rechts) zeigt53.

Abbildung 28 Diskrete Ausgangsanpassung

ZIN stellt die Ausgangsimpedanz des Transistors dar, welche mittels der beiden Anpasselemente auf6.25Ω reell transformiert wird. Anschliessend wird mittels 1:4 Transformator und Balun auf 50Ωangepasst. Da die Kapazität C14 etwa 600VA Scheinleistung verkraften muss, wird sie aufgeteilt aufzwei Keramikkondensatoren hoher Güte (ATC Chip).

Abbildung 29 zeigt, wie genau die Anpassung vor sich geht. Die 30Ω Streifenleitung lässt ZIN aufeinem konzentrischen Kreis im Uhrzeigersinn um den Mittelpunkt wandern. Falls der Smith-Chartnicht auf 30Ω normiert ist, muss beachtet werden, dass der Mittelpunkt des Kreises auf der reellenAchse um den Betrag des Reflexionsfaktors, welchen die Leitung mit ZN bildet, verschobeneinzuzeichnen ist. Die Shunt-Kapazität bewegt die am Ende der Leitung TL anliegende Impedanzauf einem Kreis konstanten Leitwerts, ebenfalls mit dem Uhrzeigersinn, auf den gewünschten reellenWiderstand von 6.25Ω. Dazu muss man vom Impedanz- auf den Admittanz Chart wechseln, fallsman die Aufgabe grafisch lösen will.

Ebenfalls eingezeichnet sind die Ortskurven konstanter Güte QL ( loaded Q ). Die Innere der Beidenhat Güte 1 die Äussere Güte 2. Da QL das Verhältnis von Imaginär zu Realteil darstellt, müssenlediglich die richtigen Kreuzungspunkte der Kreise für konstanten Real- und Imaginärteil verbundenwerden. Da der Wirkungsgrad bei gegebenen Elementen d.h. konstanten QU ( unloaded Q ) Faktorenüber η = 1/(1+QL/QU) direkt von QL abhängig ist, kann man leicht abschätzen, inwiefern mit eineranderen Netzwerktopologie eine verlustlosere Schaltung erhalten werden könnte. Mit zwei Sektionenliesse sich beispielsweise QL weiter senken, jedoch sind wir mit einem QL von 1 schon so optimal,dass dies den erhöhten Schaltungsaufwand nicht rechtfertigen würde.

53 Die benötigten Werte können der Tabelle 7 Werte des Anpassnetzwerks in Abhängigkeit des Arbeitspunktes entnommen werden.

ZIN

L

C14 6.25Ω

TL

ZIN C14 6.25Ω

Page 41: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 43 -

Mit MIMP (Motorola Impedance Matching Programm) lässt sich das Anpassnetzwerk innerhalbweniger Minuten dimensionieren. MIMP bietet die Möglichkeit, mittels eines Tune-Tools dieElemente so zu verändern, dass die Änderungen sofort dargestellt werden, sowie der Weg den dieImpedanz während der Transformation zurücklegt ersichtlich wird.

Um die Übersichtlichkeit zu erhöhen, wurde der folgende Chart normiert auf 10Ω.

Abbildung 29 Anpassung mit MIMP

MIMP ist sehr gut geeignet, um die Topologie für ein Design festzulegen. Ebenfalls lassen sich dieElementwerte überschlagmässig berechnen, womit man die Möglichkeit hat die Ergebnisse eineroptimierten MWO Simulation zu verifizieren. Für eine Simulation über mehrere Frequenzpunkteeignet sich MIMP schlecht, da Änderungen allgemein zu viel Zeit erfordern.

Page 42: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 44 -

Das Ergebnis einiger Tipparbeit mit MIMP zeigt Abbildung 30. Mit einer einstellbaren Länge von20...50mm ist es möglich, sowohl den MRF151G aus auch den SR746 mit dem selben Layoutanzupassen.

Wir entschieden uns, das Design für einen IDQ von minimal 0.4A bis maximal 2A auszulegen, dabei grösseren Strömen aufgrund der erhöhten Verlustleistung die Ausgangsleistung reduziert werdenmüsste.

Der worst case Fall tritt beim Polyfet Transistor ein, falls er mit 0.4A betrieben wird. Er weist danneine Ausgangsimpedanz von 2.6Ω –j6.4Ω (6.9Ω∠-68°) auf (→Tabelle 5), womit eine grossekapazitive Komponente neutralisiert werden muss.54

Arbeitspunkt Typ / Ausgangsimpedanz L–C Realisierung µStrip–C Realisierung

IDQ=0.4A SR746 / (2.6-j6.4)Ω 10nH / 210pF 58mm / 210pF

IDQ=0.75A SR746 / (3.1-j5.8)Ω 10nH / 180pF 55mm / 180pF

IDQ=2A SR746 / (3.6-j4.8)Ω 9nH / 150pF 49mm / 150pF

IDQ=0.38A MRF151 / (1.31-j3.96)Ω 7nH / 350pF 40mm / 350pF

Tabelle 7 Werte des Anpassnetzwerks in Abhängigkeit des Arbeitspunktes

Abbildung 30 zeigt ein mögliches Layout für das erhaltene Netzwerk. Die Bahnen können mittelseiner Kupferfolie verkürzt werden, indem man einen Teil der Schlaufe kurzschliesst. FürAbgleicharbeiten kann bei kleinen Leistungen mit einem Kondensator > 10nF die optimale Positionder Brücke ungefähr bestimmt werden.

Abbildung 30 Diskrete Ausgangsanpassung

54 Grundlagen des Impedance Matching in [Cri98] und [Bes86].

5.75.2

6

Z0=30Ω

20

9

21

5

5

3

1.8

KupferfolieAbgleich C

C14

Page 43: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 45 -

6.8 Power Ratings

In Tabelle 8 sind die Spezifikationen für alle stark belasteten Elemente des Verstärkers zu finden.

Wert Spannungsbelastung Strombelastung Verlustleistung

C1, C2 220pF

C3 2.8-12.5pF Keramik Trimmer

C4 190pF

C11, C12 130pFATC-Chip

24Veffcont

63Vpeakshort

2.6Aeffcont

6.8Apeakshort

0.3Wcont

(Q=250)

C14 2∗75pF parallelATC-Chip

73Veffcont55

130Vpeakshort

8.6Aeffcont

15.4Apeakshort

1.5Wcont

(Q=400)

C15 12..60 pFARCO405

C20, C21 12nF RF-Kurzschluss

C22,C23,C32,C33 4.3nF (1nF//3.3nF)

C30, C31 470µF // 1µF // 10nF // 1nF (Glättung der Speisung)

R20, R21 2∗12Ω parallel (Gate Loading) 1.1Wcont

R22, R23 100kΩ (Gate Schutz)

R24, R25 220Ω (Bias Stabilität)

R26, R27 1kΩ Pot. SMD

R30, R31 12Ω 0.6Wcont

R32, R33 0.5Ω (Symmetrierung) 1.5W

L1, L10 Semirigid Koaxialkabel, Z0=50Ω, ∅=2.2mm

L2, L11 Mikrostreifenleitung, Z0=50Ω, Breite=2.8mm

L3, L4 Semirigid Koaxialkabel, Z0=25Ω, ∅=1.7mm

L12, L13 Semirigid Koaxialkabel, Z0=25Ω, ∅=2.3mm

L30, L31 RF-Bead, 3Wdg. Parallel

Tabelle 8 Power Ratings

55 cont bezieht sich auf den maximal tolerierten SWR von 3:1 und bezeichnet die kontinuierliche Maximalleistung.

Page 44: Amp300w Project

Das Anpassnetzwerk - 46 -

6.9 Load Pull Technik

Da die Simulation zeigte, dass mit einer komplex konjugierten Anpassung zwar ein optimalesVSWR erreicht wird, jedoch nicht die maximale Leistung aus dem Transistor gezogen werden kann,soll nun untersucht werden, inwiefern die Anpassung für maximale Leistung modifiziert werdenmuss.

Abhilfe schafft die in [Cri98] vorgestellte Load Pull Technik, wobei folgende Überlegung angestelltwird:

Die maximal zulässige Drain-Source Spannung beträgt beim SR746 125V. Wenn wir davonausgehen, dass die Sättigungsspannung bei maximalem Drainstrom etwa Idsat∗Rdson = 20A∗0.5Ω =10V beträgt und ein DC Offset von 50V vorliegt (VDD) dann bleibt noch ein erlaubterSpannungshub von +/- 40V, was einem Effektivwert von 28V entspricht. Nun suchen wir denWiderstand, an welchem bei 28V gerade 150W anfallen. Gemäss dem ohmschen Gesetz ist dies beietwa 5Ω der Fall. Mittels einer MWO Optimierung wurde eine komplexe Last so optimiert, dass dieLeistungsabgabe des SR746 maximal wurde, was bei (4+j2)Ω der Fall war.

Nun wurde das diskrete Ausgangsanpassnetzwerk neu berechnet. (→ Kapitel 6.7)

L14 und L15 müssen neu für einen IDQ von 0.75A pro FET eine Länge von 30mm statt 55mmaufweisen und die Kapazität C14 beträgt 65pF statt 180pF.

Page 45: Amp300w Project

Stabilitätsanalyse - 47 -

1221

2222

211

21

ssDss

k⋅⋅

+−−=

7 Stabilitätsanalyse

Das Hauptproblem bei HF-Verstärkern ist ihre Schwingungsneigung. Da die eingesetztenTransistoren für Frequenzen unterhalb des Passbandes eine sehr hohe Verstärkung aufweisen, darfdas Anpassnetzwerk keine Schwingungsneigung in diesem Bereich zeigen. Mit der k-Faktor Analyseist es möglich, die Schaltung inklusive FET auf mögliche instabile Frequenzen zu testen. DaInstabilitäten von Elementen verursacht werden können welche das Bias Netzwerk betreffen, istdarauf zu achten, alle relevanten Schaltungsteile in die Stabilitätsanalyse miteinzubeziehen.

In [Cri98] wird im Kapitel 1.1 eine Einführung in die k-Faktor Analyse gegeben, wobei hervorgeht,dass einiges an Erfahrung benötigt wird, um aufgrund dieses Hilfsmittels sichere Aussagen über dieStabilität einer Stufe machen zu können. Wie der Formel zur Berechnung des k-Faktors entnommenwerden kann, gehen sämtliche Transistor S-Parameter in die Rechnung mit ein. Der kritischeParameter ist S12, welcher Hauptsächlich durch die interne Rückwirkkapazität Crss des FETverursacht wird. Da Crss beim Polyfet Transistor mit 1.2pF etwa um den Faktor 10 kleiner ist alsbeim Motorola Transistor (15pF), kann davon ausgegangen werden, dass er auch wenigerStabilitätsprobleme verursachen wird.

Da S21 in der k-Faktor Formel im Nenner steht, kann man auch erkennen, dass die Verstärkungeinen wesentlichen Einfluss auf die Stabilität hat. Die MWO Funktion MSG (maximum stable gain)kann für die Auslegung eines Verstärkers deshalb hilfreich sein. Falls ein Klasse B oder ABVerstärker entworfen wird muss der IDQ für die Simulation so weit erhöht werden, dass derVerstärker einigermassen linear arbeitet und eine hohe Verstärkung (S21) aufweist. Ansonsten ist derk-Faktor nicht aussagekräftig !

Für k>1 kann davon ausgegangen werden, dass das System stabil ist, wobei immer noch dieMöglichkeit besteht, nicht alle relevanten Elemente berücksichtigt zu haben. Es sollte deshalb immeretwas Reserve eingeplant werden.

21122211 ssssD ⋅−⋅=

Page 46: Amp300w Project

Stabilitätsanalyse - 48 -

10 30 50 70 90 110 130 150 170Frequency (MHz)

0

1

2

3

4

5

C22=1nF

C22=4.3nF

Der von uns aufgebaute Verstärker hat seine Schwachpunkte bezüglich Stabilität bei folgendenElementen:

• Bias Netzwerk

C20 muss auch für Frequenzen unterhalb des Passbandes einen RF-Kurzschluss darstellen. Wirdbeispielsweise ein 1nF Kondensator verwendet, so schwingt der Verstärker bei etwa 20MHz beihohem Last SWR. Dieser Fall trat auf, als wir, um den SWR Schutz zu testen, die Last abhängten.Die Simulation zeigt, dass C20 zusammen mit dem 4:1 Transformator in Resonanz kommt.Glücklicherweise war das Eingangsnetzwerk noch genügend stark bedämpft, dass diese Instabilitätnicht zum Versagen des Transistors führen konnte. C20 sollte wurde deshalb erhöht auf 4.3nF.Abbildung 31 zeigt den Verlauf des Eingangs SWR für zwei unterschiedliche C22.

Abbildung 31 Eingangs SWR in Abhängigkeit der Frequenz

Obwohl die Simulation voraussagte, die Schaltung arbeite stabil, konnte sich in der realen Schaltungdiese Resonanz im Falle einer starken Fehlanpassung durchsetzen. Abbildung 32 zeigt den vonMWO berechneten Verlauf des k-Faktors. Durch die zusätzliche Kapazität verschlechterte sichgemäss MWO die Stabilität sogar ein wenig. Dies macht deutlich, dass die k-Faktor Analyse nichtblind angewendet werden darf, sondern auch andere Faktoren in Betracht gezogen werden müssen.

Abbildung 32 k-Faktor Stabilitätsanalyse

20MHz

10 30 50 70 90 110 130 150 170 190 210Frequency (MHz)

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

C22 = 1nF

C22 = 4.3nF

144MHz

Page 47: Amp300w Project

Stabilitätsanalyse - 49 -

• DC Einspeisung56

Auf der Ausgangsseite tritt in etwa dasselbe Problem auf, wie beim Bias Netzwerk. Leider lässt sichdie Kapazität C32 nicht einfach vergrössern, da sie die Stabilität massiv beeinflusst. Dies bestätigteauch Microwave Office. Ebenfalls ein kritischer Parameter ist der Widerstand R30, welcher kleinerals 1Ω gewählt werden sollte, um nicht zu viel Verlustleistung aufzuweisen. Da nicht beliebig vieleTransistoren zur Verfügung stehen, können die Ergebnisse der Stabilitätsanalyse schlecht verifiziertwerden. Da der Verstärker jedoch selbst mit einem R32 von 0.39Ω noch stabil war, dimensioniertenwir R32 auf 0.5Ω. Dabei entsteht an R32 bei 300W Ausgangsleistung gemäss MWO eineVerlustleistung von ungefähr 1W.

Den k-Faktor Verlauf des vollständigen Verstärkers zeigt Abbildung 33.57 Da in [Cri98] einähnlicher Verlauf des k-Faktors prognostiziert wurde und der Verstärker ohne Stabilitätsprobleme inBetrieb genommen werden konnte, kann davon ausgegangen werden, dass dieser Verlauf zumindestqualitativ in Ordnung ist.

Abbildung 33 K-Faktor des gesamten Verstärkers

56 Schema in Kapitel 5.5 DC Einspeisungen57 Datei: amp_V2_LowQBias_kfaktor.emp

10 30 50 70 90 110 130 150 170 190 210 230 250 270 290 310 330 350Frequency (MHz)

0

1

2

3

4

5

6

Page 48: Amp300w Project

Stabilitätsanalyse - 50 -

7.1 Simulation des 1dB Kompression Punktes

Als Mass für die Linearität eines Verstärkers wird oftmals der Punkt spezifiziert, an welchem dieVerstärkung um 1dB zurückgegangen ist. Mittels der MWO Simulation LoadPull_4V wurde dieVerstärkung der Schaltung in Abhängigkeit der Eingangsleistung dargestellt. Dazu wird vorteilhaftdie Funktion LSSnmSP58 verwendet. Ebenfalls möglich wäre PTSP (Total Power Sweep OverPower) wobei dann noch auf die Verstärkung umgerechnet werden muss.

Abbildung 34 zeigt das Ergebnis. Da die wenigen Messungen die wir vornehmen konnten einen sehrähnlichen Verlauf aufwiesen, kann man diesem Plot durchaus Beachtung schenken. Gemäss unserenMessungen wird die Linearität optimal bei einem IDQ von etwa 0.7A pro Transistor.

Abbildung 34 Verstärkung in Abhängigkeit der Eingangsleistung für den realisierten Verstärker

Durch variieren des Arbeitspunkts kann der Verlauf beeinflusst werden. Eine Verschiebung zuKlasse B hin ergibt einen sehr nichtlinearen Verlauf (Abbildung 35 links) wohingegen eineVerschiebung in Richtung Klasse A (Abbildung 35 rechts) mehr Verstärkung ergibt. Es ist zubeachten, dass die Anpassnetzwerke bei einer Verschiebung des Arbeitspunktes wieder neu justiertwerden mussen, um die geforderte Anpassung sicherzustellen. Diese Kurvenformen konntenebenfalls am Verstärker zumindest Qualitativ verifiziert werden.

Abbildung 35 Verstärkung in Abhängigkeit der Eingangsleistung für verschiedene Arbeitspunkte

58 Large Signal S Parameter [AWR01] S.302 ( Es wurde die Leistungsverstärkung von Port1 nach Port2 gemessen )

0 5 10 15 20 25 30 35 39.2Power (dBm)

VGS=3.7V

1111.5

1212.5

1313.5

1414.5

1515.5

1616.5

17

0 5 10 15 20 25 30 35 39.2Power (dBm)

15

15.5

16

16.5

17

17.5

18

18.5VGS=4.5V

0 5 10 15 20 25 30 35 39.2Eingangsleistung (dBm)

14

14.5

15

15.5

16

16.5

17

17.5

18

Verstärkung (dB)VGS=4.0V

Page 49: Amp300w Project

Temperaturstabilisierung - 51 -

C0°

C200°

8 Temperaturstabilisierung

Transistoren zeigen eine ausgeprägte Temperaturabhängigkeit des Drain-Stromes. Bei einemungünstigen Arbeitspunkt ist eine starke Zunahme des Drainstromes mit der Temperatur zubeobachten. Da wir jedoch einen stabilen Arbeitspunkt benötigen um die Linearität und denIntermodulationsabstand konstant zu halten, wollen wir eine Bias-Schaltung entwerfen, die dieseTemperaturabhängikeit kompensiert.

8.1 Verhalten des Transistors

Wir haben die Temperaturabhängigkeit des Transistors mit Pspice simuliert. Dazu verwendeten wirdas von Polyfet gelieferte Spice-Model. Der folgende Plot zeigt die Id vs.Ugs-Kennlinie beiTemperaturen von 0-200°C.!!)

Bei 4V Gate-Spannung, was einem Drainstrom von 750mA entspricht, gibt es einentemperaturstabilen Arbeitspunkt. Da wir unseren Verstärker in Klasse AB betreiben, bietet sichdieser Punkt geradezu als Arbeitspunkt an. Ob sich dieser Arbeitspunkt auch bezüglich Linearitätund Intermodulation eignet, muss mittels einer Zweitonmessung untersucht werden.

Da wir den AP noch nicht genau festgelegt haben, sehen wir trotzdem eine Temperaturkompensationdes Bias-Stromes vor. Falls wir sie nicht benötigen, können wir deren Effekt später immer nochunterdrücken. Um den Verstärker aber auch mal bei anderen Arbeitspunkten auszumessen, ist dieTemperaturkompensation sicher sinnvoll.

Ausführliche Simulationen der Temperaturabhängigkeit bei verschiedenen Arbeitspunkten sind imAnhang zu finden.

Zusammenfassend kann man sagen, dass der temperaturstabile Punkt bei Ugs=3.99V liegt. DieDrainstromänderung beträgt dabei nur 15mA über den gesamten Temperaturbereich von 0-200Grad.Oberhalb dieses Punktes nimmt der Drainstrom mit höherer Temperatur ab. Und zwar um etwa450mA bei Ugs=4.4V im selben Temperaturbereich. Unterhalb des temperaturstabilen Punktesnimmt der Drainstrom mit zunehmender Temperatur ab. Bei Ugs=3.7V beträgt dieDrainstromänderung etwa 150mA. Diese simulierten Werte müssen noch am realen Transistorüberprüft werden.

Page 50: Amp300w Project

Temperaturstabilisierung - 52 -

8.2 Bias-Schaltung mit Temperaturkompensation

Bei MOSFET's stellt man den Arbeitspunkt über die Gate-Spannung ein. Der Bias-Drainstrom ergibtsich dann aus der Ids-Ugs-Kennlinie. Will man nun die Temperaturabhängigkeit des Drainstromeskompensieren, muss man die Gatespannung so mit der Temperatur verändern, das der Drainstromtemperaturunabhängig wird.

Beispiele für Bias-Schaltungen die genau das machen, finden sich in [Blair], [Dub90], [AN758] oderauch [AN1643].

Wir haben uns für eine Schaltung mit dem Präzisionsspannungsregler uA723C entschieden, der auchin einigen der oben erwähnten Schaltungen verwendet wird. Der Regler liefert eine äusserst genaueintern stabilisierte und temperaturunabhängige Ausgangsspannung Vref. Er reguliertVersorgungsspannungs- und Lastschwankungen und kann bis zu 150mA Ausgangsstrom liefern.Zudem ist er kurzschlussfest, bietet eine einstellbare Strombegrenzung und ist auch als SMD-Versionverfügbar, was bei unseren engen Platzverhältnissen auf dem Eingangs-Print wichtig ist.

Wir haben auch ein Spice-Modell dieses Reglers gefunden und konnten so die gesamteBiasschaltung simulieren. Die Simulationen sind im Anhang zu finden.

Page 51: Amp300w Project

Temperaturstabilisierung - 53 -

8.2.1 Schema

1 2 3 4 5 6

A

B

C

D

654321

D

C

B

A

CL2

CS3

IN-4

IN+5

REF6

V-7

Vz 9

Vout 10

Vc 11

V+ 12

FC 13

IC1

UA723C

R813R

R91.5K

R103.9k

R132k

GND

GNDC1

100p

D1

1N4148

R61k

R51k

R4

220R

R3

220R

R2100K

R1100K

GND GND

GNDGND

GATE

GATE

T12N1893

GND

OFF

D215V

R12

1k

GND

50V

R7500RNTC

C21n

C31n

GND

GND

R115.6k

C410n

VCC

8.2.2 Schaltungsbeschreibung

Damit der Spannungsregler IC1 nicht zu viel Verlustleistung hat und sich somit erwärmen würde,versorgen wir ihn über die Z-Diode D2 nur mit 15V. Der Rest wird am Leistungswiderstand R12verheizt. C4 dient nur zur Entkopplung der HF. Mit R8 kann man die Strombegrenzung einstellen.

Es gilt: 8

65.0)( R

VI Limit ≈ . Mit R8=13 Ohm wird der Strom bei etwa 50mA begrenzt. Die

Ausgangsspannung wird über R13 eingestellt. IC1 liefert am Ausgang REF (Pin6) eineReferenzspannung von typ. 7.15 Volt, die temperaturstabil ist. Über das Potentionmeter R13 wirdalso eine stabile Spannung abgegriffen und an den Eingang IN+ (Pin5) gegeben. Die geregelteAusgangsspannung an CS (Pin3) ist gerade gleich gross wie die Spannung an IN+. Mit dengewählten Widerstandswerten kann die Ausgangsspannung zwischen 3.5V und 4.8V eingestelltwerden. Der NTC-Widerstand fügt der Ausgangsspannung einen Temperaturkoeffizienten zu und istam Flansch des Power-MOSFET angeschraubt. R11 verkleinert den Einfluss des NTC, so dass sichdie Gate-Spannung mit zunehmender Temperatur nur um wenige Milivolt ändert. R7 linearisiert denWiderstandsverlauf des NTC. Wird der MOSFET wärmer, so wird der Widerstand des NTC kleinerund die Spannung an IN+ (Pin5) und somit auch die Ausgangsspannung an CS (Pin3) sinkt. Dadurchwird die Gate-Spannung am MOSFET kleiner und der Drainstrom sinkt. Mit einem NTC kann manalso einen positiven Temperaturkoeffizienten des Drainstromes kompensieren. Der Einfluss des NTCwurde auch mit PSpice simuliert und wird im nächsten Abschnitt behandelt.

Page 52: Amp300w Project

Temperaturstabilisierung - 54 -

Mit R5 und R6 kann man die Gatespannung für jeden MOSFET einzeln einstellen. Der Transistor T1dient zur Abschaltung der MOSFET's und wird von der SWR-Schutzschaltung angesteuert. DieDiode D1 dient nur dem Schutz des Spannungsreglers, falls unerwartete Überspannungen auftretenwürden (z.B. beim Durchbruch des MOSFET).

8.2.3 Verhalten des NTCAls Einleitung zu diesem Thema empfehlen wir ein Studium der General Technical Information vonSiemens Matsushita, die im Anhang zu finden ist. Dort wird ausführlich auf die R/T-Charakteristik59

von NTC-Widerständen im Allgemeinen eingegangen. Ebenfalls im Anhang zu finden ist eineApplication Note von Siemens Matsushita zu NTC's, sowie das Datenblatt des von uns verwendetenSiemens Matsushita NTC's Typ B57703 M 703/10k/G40.

Unser NTC hat bei 25 Grad einen Widerstand RN von 10kOhm. Mit zunehmender Temperatur nimmtder Widerstand exponentiell ab. Da der NTC eine standartisierte R/T-Charakteristik hat, kann er mitfolgender Formel beschrieben werden:

−⋅

⋅= NT1

T1B

NT eRR

RT = Widerstand bei der Temperatur T in Kelvin

RN = Nominalwiderstand bei Nominaltemperatur TN in Kelvin

B = NTC-spezifische Konstante

Um den Einfluss des NTC's in unserer Bias-Schaltung genau untersuchen zu können, haben wir ihnmit Pspice simuliert. Folgender Plot zeigt die R/T-Charakteristik unseres Widerstandes:

59 bedeutet die Abhängigkeit des Widerstandes von der Temperatur

Page 53: Amp300w Project

Temperaturstabilisierung - 55 -

Die Widerstandsänderung ist für unsere Anwendung aber viel zu hoch. Wir benötigen eine Änderungvon ca. 2% pro Grad, um die gewünschte Gate-Spannungsänderung von einigen 100mV zuerreichen. Zudem wäre ein linearer Widerstandverlauf wünschenswert.

Wie in der Application Note im Anhang auf S.28 beschrieben, lässt sich ein NTC durch einenParallelwiderstand linearisieren. Folgender Plot zeigt die R/T-Charakteristik nach der Linearisierungmit einem 500Ohm-Widerstand:

Es ist ein leicht S-förmiger Verlauf zu erkennen. Der Wendepunkt ist vom Parallelwiderstandabhängig. Für einen gewünschten Wendepunkt berechnet sich der benötigte Widerstand wie folgt:

T2BT2BRR Tp +

−⋅=

T = Wendepunkttemperatur in Kelvin

RT = Widerstand bei der Wendepunkttemperatur T in Kelvin (kann aus der standartisierten R/T-Kurve entnommen werden)

Rp = Benötigter Parallelwiderstand.

B = NTC-spezifische Konstante

Für unsere Anwendung ist der NTC damit sicher genügend linear. Die Widerstandänderung beträgtzwischen 50°C und 120°C noch etwa 220 Ohm und ist somit genügend klein.

Page 54: Amp300w Project

VSWR Schutzschaltung - 56 -

9 VSWR Schutzschaltung

Die meisten Ausfälle von Endstufen Transistoren haben als Ursache einen zu hohen Reflexionsfaktoram Verstärkerausgang. Dabei treten hohe Ströme und Spannungen am Transistor auf, welche zueiner erhöhten Verlustleistung führen, respektive zum Durchbruch führen. Da typischeLeistungstransistoren eine thermische Zeitkonstante von 100us bis 500us aufweisen, muss eineSchutzschaltung (mit allen auftretenden Verzögerungen) mindestens so schnell die Endstufeabschalten können.

Um den Reflexionsfaktor am Verstärkerausgang zu messen, haben wir den SWR-Detektor aus einemvorhandenen Gerät60 ausgebaut. Der Detektor liefert zwei DC-Spannungen, eine für die reflektierteLeistung (Rückwärtsleistung) und eine für die transmittierte Leistung (Vorwärtsleistung +Rückwärtsleistung). Diese zwei Leistungen werden auf einem Kreuz-Zeiger-Messgerät angezeigt.Das Messgerät liefert auch noch direkt die Anzeige für den SWR. Zusätzlich kann noch derLeistungsbereich eingestellt werden.

Um den Detektor auszumessen, haben wir am offenen Kreuz-Zeiger-Messgerät, DC-Spannungeneingespiesen und die Anzeige beobachtet. Eine direkte Messung ist nicht möglich, weil wir keineHF-Quelle zur Verfügung haben, die genügend Leistung bringt. Unsere Messung ist zwar nicht sogenau wie eine direkte Messung, zur Dimensionierung der SWR-Schutzschaltung genügt sie jedoch.

Für den 1500W-Bereich und Selector-Stellung AVG gelten folgende Spannungsverläufe:

Die anderen Leistungsbereiche benützen die gleichen Spannungen, sie sind nur anders skaliert.Genaue Messtabellen sind im Anhang zu finden. Mit diesen Spannungen ist nun ein SWR-Schutzrealisierbar.

60 Hersteller: DAIWA; Bezeichnung: SWR&POWER METER, Cross needle meter; Lieferant: SEICOM AG, Lenzburg

0 50 100 150 200 250 300 350 4000

0.5

1

1.5

2

2.5

Leistungsanzeige in Watt

Spa

nnun

g in

Vol

t

ForwardReverse

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VSWR Schutzschaltung - 57 -

Aus einem Verstärker-Design von Intech haben wir eine SWR-Schutzschaltung übernommen undauf unsere Bedürfnisse angepasst. Damit haben wir die Möglichkeit auf einen einstellbaren SWR-Wert zu reagieren und können zusätzlich einstellen, ab welcher Vorwärtsleistung der SWR-Schutzansprechen soll. Die Schaltung liefert einen etwa 10s langen High-Puls, wenn der eingestellte SWR-Wert überschritten wird. Mit diesem Puls steuern wir einen NPN-Transistor an, der die Gate-Spannung kurzschliesst und den Verstärker somit abschaltet.

Schema:

Page 56: Amp300w Project

VSWR Schutzschaltung - 58 -

9.1 Schaltungsbeschreibung

Die Schaltung wird mit 15V DC betrieben. Der Eingang VR wird mit dem Ausgang des SWR-Detektors für die Rückwärtsleistung verbunden. Der Eingang VF mit dem Ausgang für dieVorwärtsleistung. Die Operationsverstärker U1A und U1D sind einfache nichtinvertierendeVerstärker. Sie verstärken die relativ kleinen Eingangsspannungen, so dass bei einerVorwärtsleistung von 100W, am Ausgang von OP U1D 4V anliegen und bei einer Rückwärtsleistungvon 25W, am Ausgang von OP U1A 2V anliegen. Dies entspricht gerade dem Fall für SWR=2:1.Zur Inbetriebnahme des Transistors sind wir so auf der sicheren Seite. Später kann man dann dennSWR immer noch auf 3:1 einstellen. Wichtig ist zu erkennen, dass wenn der SWR-Detektor eineVorwärtsleistung von 100W anzeigt, die reflektierte Leistung in diesen 100W auch enthalten ist. Dasheisst, dass die Leistung der hinlaufenden Welle 100W-25W=75W ist. Mit R50 wird dieVerstärkung von U1A eingestellt, mit R15 die Verstärkung von U1D. Folgender Plot zeigt dieSpannungsverhältnisse an den Ausgängen der OP's über den gesamten Leistungsbereich:

Über R12 kann nun der SWR eingestellt werden, bei dem eine Abschaltung erfolgen muss. Der OPU1B ist als Schmitt-Trigger beschaltet, dessen Hysterese über R13 eingestellt werden kann.

Angenommen wir haben eine Vorwärtsleistung von 100W, dann liegt am Ausgang von U1D eineSpannung von 4V an. Ein SWR von 2:1 bedeutet eine Rückwärtsleistung von 25W, was zu einerSpannung von 2V am Ausgang von U1A und auch am invertierenden Eingang von U1B führt. Überden Spannungsteiler R11 R12 kann man nun einstellen, welches Verhältnis VF zu VR haben darf.Für SWR=2:1 heisst das, der invertierende Eingang von U1B muss auf 2V eingestellt werden.Sobald nun die Rückwärtsleistung 25W überschreitet, schaltet der Ausgang von U1B von 0V auf15V und bringt somit den FET J2 zum leiten, der das nachgeschaltete Monoflop IC1B auslöst. Durchdie Hysterese muss die Rückwärtsleistung 25W deutlich unterschreiten, damit der Ausgang von U1Bwieder abschaltet. Damit wird vermieden, dass wenn der SWR knapp an der Einstellschwelle liegt,der OP immer ein- und ausschaltet. Wir haben also die Grenze für den SWR auf 2:1 eingestellt, beieiner Vorwärtsleistung von 100W. Da die Ausgangsspannungen des SWR-Detektors jedoch nicht

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VSWR Schutzschaltung - 59 -

schön linear sind, wird die SWR-Abschaltung nicht immer bei einem SWR von 3:1 reagieren,sondern bei höheren Leistungen reagiert sie etwas früher und bei kleineren Leistungen etwas später.

Mit dem OP U1C können wir eine minimale Vorwärtsleistung einstellen, die vorhanden sein muss,bevor der SWR-Schutz reagiert. Ist die Vorwärtsleistung kleiner, als die mit R16 eingestellteSchwelle, so ist der Ausgang des OP's auf 15V und somit leitet FET J1. Wenn dieser FET leitet, wirdverhindert, das FET J2 aufgrund eines zu hohen SWR zu leiten beginnt. Wir haben dieEinschaltschwelle auf 50W eingestellt. Das Monoflop IC1B ist so eingestellt, dass bei einer fallendenFlanke an Eingang B, am Ausgang Q ein etwa 10s langer High-Pulse erscheint, mit dem der NPN-Abschalt-Transistor der Bias-Schaltung angesteuert wird.

Nicht ideal an dieser Schaltung ist, dass die SWR-Detektor-Ausgangsspannung für dieVorwärtsleistung die Rückwärtsleistung auch enthält. Mit unserer Schaltung wird der SWR mitdieser Spannung detektiert, anstatt nur mit der Vorwärtsleistung alleine. Sollte später mal ein eigenerSWR-Detektor gebaut werden, so kann aber darauf noch Rücksicht genommen werden.

9.2 Messresultate

Um die Reaktionszeit des SWR-Schutzes bestimmen zu können, müssen wir am Ausgang desVerstärkers etwa ein SWR von 3:1 einstellen können, um auch festzustellen, ob er richtig reagiert.Am einfachsten geht das mit einem 3dB-Abschwächer, der ohne Abschluss an den Ausgangangeschlossen wird. Da es aber nicht so einfach ist, einen 3dB-Abschwächer für so grosseLeistungen zu bekommen, haben wir uns mit einem Trick geholfen. Denselben Effekt kann man miteinem 50Ω Koaxialkabel erzielen, dass nicht abgeschlossen ist. Es muss ungefähr 4/λ lang sein,damit der Leerlauf zu einem Kurzschluss transformiert wird. Natürlich muss der Verkürzungsfaktorder mechanischen Länge auch berücksichtigt werden. Durch anstecken von BNC Verlängerungenkann man dann noch genau abgleichen, bis sich der gewünschte SWR einstellt.

Die Messungen haben gezeigt, dass der SWR-Schutz die HF am Ausgang innerhalb von nur 30usabschalten kann. Das ist fast ein Faktor 10 schneller, als die thermische Zeitkonstante des Transistor-die's, die wir nach [HPP97], Part 3, Seite 6 wie folgt berechnet haben.

Thermische Zeitkonstante für Siliziumtransistoren:

us2755.1

7.0328.2025.02CF2t22

=

⋅⋅

π⋅=

σ⋅ρ⋅

π⋅=

F = die thickness, also die Dicke des Siliziumwafers, ca. 0.025cm

ρ = Dichte [g/cm3]

σ = Thermische Leitfähigkeit [W/cm C°⋅ ]

C = Wärmekapazität [J/g C°⋅ ]

Page 58: Amp300w Project

VSWR Schutzschaltung - 60 -

Der SWR-Schutz reagiert also genügend schnell, um bei einer Fehlanpassung den Verstärkerabzuschalten und vor thermischer Überlastung zu schützen.Weitere Informationen zum Thema SWR-Detektoren findet man in:

• [Hag86] Hagen S.160-165• [Bre91] Power Amp Handbook S.53-56

Die gesamte SWR-Schutzschaltung wurde auch mit PSpice V9.0 simuliert. Die Dateien befindensich auf der beigelegten CD. Die Evaluation-Version von Pspice genügt jedoch nicht, da mehr als 64Nodes benötigt werden. Man könnte die Schaltung eventuell auch aufteilen und nur einzelne Teilesimulieren.

Die Datenblätter der verwendeten Elemente sind im Anhang zu finden.

Page 59: Amp300w Project

Temperaturbetrachtungen am Verstärkeraufbau - 61 -

10 Temperaturbetrachtungen am Verstärkeraufbau

Bei unserem Verstärker muss eine maximale Verlustleistung von 300W abgeführt werden können.Diese Verlustleistung wird in Form von Wärme durch die Transistoren abgegeben und mussmöglichst gut weggeführt werden, da die Transistoren ansonsten zu heiss werden und zerstörtwerden können. Um das zu vermeiden wollen wir einige Temperaturbetrachtungen durchführen.

Schematisch sieht der Verstärkeraufbau wie folgt aus:

Transistor -Flansch

Silikonöl

Transistor

Silikonöl

KühlkörperKupferplatte

Kupferplatte

Transistor

KühlkörperTransistor-Flansch

Der Eingangs- und Ausgangsprint wurden der Einfachheit weggelassen. Die Kupferplatte dient unseinerseits zur Montage der Prints, andererseits verteilt sie aber auch die vom Transistor erzeugteWärme besser auf den Kühlkörper, als ohne. Obwohl die Kupferplatte eigentlich einen zusätzlichenWärmewiderstand darstellt, wird der totale Wärmewiderstand durch die Wärmeverteilung kleiner.Ausführliche Untersuchungen zu diesem Effekt findet man in [TN141]. Dort wird empfohlen eineKupferplatte von 5-12mm Dicke zu verwenden. Die Länge und Breite sollen so gewählt werden,dass mindestens 2.5cm Kupfer über den Transistorflansch hinaus vorhanden ist. Wir haben eine 6mmDicke Kupferplatte verwendet, die zweite Bedingung erfüllen wir mit unserem Aufbau bei weitem.

Um die Temperaturübergänge klein zu halten, sollte Silikonöl zwischen allen Übergängen verwendetwerden. Weiter muss darauf geachtet werden, dass der Transistor auf eine flache (±5um)Kontaktfläche geschraubt wird. Der Anpressdruck der Schrauben spielt ebenfalls eine Rolle auf denWärmeübergangswiderstand. Richtwerte finden sich ebenfalls in [TN141].

Page 60: Amp300w Project

Temperaturbetrachtungen am Verstärkeraufbau - 62 -

10.1 Theoretischer Wärmetransport

Beim Wärmetransport über die Wärmeleitung wird Wärmeenergie innerhalb eines Körpersweitergeleitet. An Stellen höherer Temperatur besitzen die Moleküle mehr Energie und übertrageneinen Teil davon auf die Nachbarmoleküle geringerer Energie. Dies führt zu einem Temperaturabbauüber dem Körper. Die transportierte Wärmemenge berechnet sich zu:

Dabei sind:

Q transportierte Wärmemenge [J]A Querschnittsfläche des Leiters [m2]t Zeit, Dauer der Wärmeleitung [s]∆T Temperaturdifferenz [K]l Länge des Wärmeleiters [m]λ Wärmeleitfähigkeit des Materials [W/m·K]

Den Quotienten tQ bezeichnet man als Wärmestrom φ [W]

Zwischen der Wärmeleitung und der elektrischen Leitung besteht ein formaler Zusammenhang, derdie Berechnung des Wärmetransports vereinfacht oder zumindest überschaubar macht.

Für den elektrischen Widerstand gilt A

R⋅κ

= l mit κ elektrische Leitfähigkeit.

Entsprechend definiert man den Wärmewiderstand Rth

und erhält damit analog zum Ohmschen Gesetz I=U/R das Ohmsche Gesetz der Wärmelehre:

Der Wärmewiderstand kann sich aus mehrerenEinzelwiderständen zusammensetzen. Besteht derWärmeleiter aus verschiedenen Schichtenunterschiedlichen Materials, so erhält man denGesamtwiderstand durch Reihenschaltung dereinzelnen Wärmewiderstände.

l

TtAQ ∆⋅⋅⋅λ=

l

T2T1 Q

A

AR th ⋅λ

= l

thRT∆=φT∆ Rth

φ

Page 61: Amp300w Project

Temperaturbetrachtungen am Verstärkeraufbau - 63 -

10.2 Berechnungen

Wir wollen nun ein konkretes Ersatzmodell des Wärmeüberganges vom Transistor auf denKühlkörper betrachten, um ungefähr abschätzen zu können, wie heiss der Transistor im Innern wird.Zulässig ist eine Junction-Temperatur von max. 200Grad. Eine Analyse des Verstärkeraufbaus führtzu folgendem Ersatzschema:

Übergang Länge l Wärmeleitfähigkeit λ

Fläche A Wärmewiderstand

Junction-Case 0.35 K/W

Wärmeleitpaste 0.05⋅10-3m ≈2 W/m⋅K 315⋅10-6 m2 ≈0.1K/W

Kupfer-Platte 5⋅10-3m 384 W/m⋅K ≈300⋅10-6 m2 ≈0.05K/W

Wärmeleitpaste 0.05⋅10-3m ≈2 W/m⋅K 8.5⋅10-3 m2 ≈0.1K/W

Kühlkörper 0.42 K/W

Mit den Formeln aus dem vorhergehenden Kapitel, können wir nun eine grobe Abschätzung derVerhältnisse an unserem Aufbau machen. Die Werte sind nur als Richtgrössen zu betrachten, da wirkeine genaue Daten der Transistoren kennen. In Wirklichkeit ist der Wärmewiderstand Junction-Case auch noch von der Case-Temperatur selber abhängig und auch die Werte der restlichenWärmewiderstände sind noch von anderen Parametern abhängig. Ausführliche Betrachtungen sind in[HPP97], [TN141] und [Poly7] zu finden. Um genaue Berechnungen nach deren Ausführungendurchzuführen, fehlen uns jedoch die genauen Angaben der Transistor-Hersteller. Man könnte denWärmewiderstand auch durch eine Messung bestimmen, dazu müsste man den Transistor jedoch imArbeitspunkt betreiben, was für uns jedoch nicht in Frage gekommen ist, weil wir zu Anfang dieStabilität des Verstärkers noch nicht gewährleisten konnten und gegen Ende, als der Verstärker kurzlief, die Zeit für Temperaturmessungen fehlte.

Wir machen also eine grobe Abschätzung, um zu garantieren dass die max. Junction Temperaturnicht überschritten wird:

Wenn wir eine Junction-Temperatur von 200 Grad zulassen, darf das Case des Transistors höchstens95Grad heiss werden, was einen Wärmewiderstand vom Case zum Kühlkörper von maximal0.25K/W voraussetzt. Dieser Wert wird mit obiger Anordnung bereits überschritten, so dass eineKühlung des Verstärkers mit Lüftern unabdingbar ist. In [Poly7] wird angegeben, dass derWärmewiderstand eines ähnlichen Kühlkörpers etwa um den Faktor 4 verringert werden konnte. DerLuftfluss muss gegen die Kühlrippen gerichtet sein, um die beste Kühlung zu erreichen. Mit demEinsatz von Lüftern kann also gewährleistet werden, dass der Transistor nicht zu heiss wird.

Rth JC

Rth Silikonöl

Rth Cu

Rth Paste

Rth Kühlkörpe

DP

Page 62: Amp300w Project

Evaluation Netzteil - 64 -

11 Evaluation Netzteil

Um den 300W Verstärker mobil ( netzunabhängig ) betreiben zu können, wird ein Schaltreglerbenötigt, welcher die Betriebsspannung von 50VDC bereitstellt. Da unser Verstärker etwa einenWirkungsgrad von 60% erreichen wird, muss ihm bei 300W Ausgangsleistung rund 500W zugeführtwerden.

Da jedoch ein SSB modulierter Sender aufgrund der Signaleigenschaften nicht immer die maximaleLeistung benötigt, reduziert sich die mittlere Leistung leicht. Wie wir von versierten Amateurfunkernin Erfahrung bringen konnten, erreichen moderne SSB Sender mit Dynamikkompression jedoch einedurchschnittliche Ausgangsleistung von etwa 80% der Maximalleistung.

Damit würde eine 400W Speisung genügen. Da diverse Hersteller von HF-Verstärkern über dasInternet derartige Speisegeräte anbieten, und keine sehr grosse Auswahl in der Leistung besteht, istman am besten beraten, ein 500W Speisegerät zu erwerben, womit auch auf dem Feld eineZweitonmessung sicher durchführbar ist, falls entsprechenden Messmittel verfügbar sind.

Ohne Dynamikkompression benötigt ein SSB Sender gemäss QEX November/Dezember 1999 eineDurchschnittliche Leistung von nur gerade 25% der Maximalleistung. Falls sich jemand einen 300WVerstärker kauft, kann jedoch davon ausgegangen werden, dass er auch über einen modernerenSender mit Dynamikkompression verfügt und somit mit 80% gerechnet werden kann.

Es muss beachtet werden, dass bei 400W aufgenommener Leistung und einem Wandlerwirkungsgradvon 90% von der Fahrzeugstromversorgung bei 12V um die 40A Strom zur Verfügung gestelltwerden müssen.

Da die Bordspannung jedoch meist höher ist und bei handelsüblichen Schaltreglern auf 13.8Vspezifiziert wird, reduziert sich dieser Wert entsprechend. Da jedoch noch immer über 30Aaufgenommen werden, muss überprüft werden, ob die Anschaffung eines neuen Alternators inErwägung gezogen werden muss.

Page 63: Amp300w Project

Hinweise zu den Protel-Layouts - 65 -

12 Hinweise zu den Protel-Layouts

Diese Hinweise sollen lediglich Nachfolgeprojekten helfen, sich ein bisschen zu orientieren.

Sämtliche Layouts und Schemas wurden mit Protel 99SE gezeichnet. Sie sind auf der CD im File300W-Verstärker.Ddb zu finden. Dies ist die Projektdatei in der Protel sämtliche Dokumentegespeichert hat. Es folgt eine Darstellung der verschiedenen Dokumente, wie sie im Protel Projekt-Explorer erscheinen:

Zum Eingangs- und Output-Print existieren keine Schemas. Sie wurden manuel im Protel PCBgeroutet. Wenn man Änderungen an den Prints machen will, muss man wissen, dass diePolygonflächen mit unterschiedlichen Layer-Clearance-Einstellungen gemacht wurden und mansich diese immer genau überlegen muss, um die richtigen Abstände zwischen den Leiterplattenzu erhalten.

Zum Bias-Schema existiert kein PCB-File. Es wurde auch manuell im Eingangsprint geroutet.

Das VSWR-Schutz Schema korrespondiert mit dem VSWR-Schutz-Print, d.h. der Netlist-Austausch funktioniert.

Page 64: Amp300w Project

Literaturverzeichnis - 66 -

13 Literaturverzeichnis

[Fun98] RF transmitting transistors and power amplifier fundamentals, Philips SC19, 1998, 75 SeitenGibt eine umfassende Einführung bezüglich Transistortypen, elementare Transistorparameter,Biasing, Betriebsklassen (A-E), Intermodulation, Anpassungstechniken (HF bis UHF), Einsatz vonHybriden, Wärmeverteilung und praktischem Schaltungsaufbau. Ein gelungenes Werk, das auchdem Fachmann empfohlen werden kann.

[Dub00] Combiners, Couplers and Hybrids: A Case-Study Part 1, Dubus Vol.29 (1/2000), 27 SeitenEin Grobüberblick, was das Zusammenschalten und Koppeln von Transistoren und Verstärkernanbelangt. Sehr informativ und aktuell. Enthält einige praktische Anwendungen von Kopplern undCombinern.

[Dub90] Optimum Bias Circuit for Linear Power Transistors, Dubus (4/1990), Seite 51-53, ManfredKurockVergleicht verschiedene Bias-Schaltungen mit Temperaturkompensation. Enthält auch ein Beispielmit dem Regler-IC LM723.

[Cri98] RF power amplifiers for wireless communications, Steve C. Cripps, Artech House, 1999, 337SeitenEin sehr allgemein gehaltenes Werk mit viel Praxisbezug. Es beherbergt eine Unmenge anInsiderwissen, welche klar verständlich und gut illustriert von elementaren Anpassungstechnikenbis hin zu modernen Modulationstechniken alles für den Verstärkerbau wesentliche dokumentiert.

[Bes86] RF CIRCUIT FUNDAMENTALS, Les Besser, 1986, 200 SeitenVerhalten diskreter Elemente bei hohen Frequenzen und deren Ersatzschaltbilder, Grundlagen undTricks der Impedanzanpassung, Umgang mit dem Smith-Chart, Design linearer Verstärker mittelsS-Parameter Methoden, diverse Beispiele mit EEsof Touchstone, Theorie und Berechnung vonStreifenleitungen.

[HPP97] High-Frequency Transistor Primer, 1997, HP,http://www.semiconductor.agilent.com/rf/app_index.htmlPart 1 (11 Seiten): Schnellabklatsch der BJT Eigenschaften. Besser beschrieben in [Fun98].Part 2 (13 Seiten): Rausch und Stabilitätsanalyse.Part 3 (46 Seiten): Eingehende Analyse der thermischen Eigenschaften und Zeitkonstanten vonTransistoren und Messmethoden zur Bestimmung derselben. Sehr viel Theorie, etwas für Insider.

[ECO07] Design of HF wideband power transformers, Philips 1998, ECO6907, 22 SeitenPart 1 (22 Seiten): Eine Übersicht der am häufigsten eingesetzten Leitungstransformatoren sowiederen leitungstheoretische Behandlung (sieht man selten, vergleiche [Sch77]). Betrachtung einigerFerritmaterialien und Koaxialkabel auf deren Einsatzgebiete (Leistungs- und Frequenzbereich).Part 2 (9 Seiten): Das Augenmerk dieses Artikels gilt dem konventionellen Transformator. Es wirdein Ersatzmodell mit div. Kompensationsschaltungen dafür entworfen und das Ganze an einemBeispiel demonstriert.

[Blair] Biasing LDMOS FETs for Linear Operation, Cindy Blair, Ericsson RF Power Products, 3 SeitenStellt verschiedene Arten der Temperaturkompensierung einander gegenüber.

[Coe01] Considerations on efficiency of the RF power transistors in the different classes of operation,Philips Technical Puplication COE82101, 7 SeitenZeigt die Grenzen der verschiedenen Betriebsklassen im Bezug auf den maximalen Wirkungsgrad.Vertiefung von [Fun98].

Page 65: Amp300w Project

Literaturverzeichnis - 67 -

[TN141] Thermal aspects of flange-mounted r.f. power transistors, Philips 1998, TN14161, 20 SeitenGibt wichtige Hinweise für die korrekte Montage der Transistoren, um die Verlustleistung optimalabzuführen. Ebenfalls wird der minimal nötige physikalische Hintergrund dieser Problematikgeliefert. Eine noch gründlichere Studie, welche auch noch die Messtechnik berücksichtigt findetsich in [Fun98].

[Mic80] Three Balun Designs For Push-Pull Amplifiers, Microwaves, Juli 1980, S.46-52Dieser Bericht enthält Informationen über die Funktionsweise von Balanced to UnbalancedTransformatoren in koaxialer oder mikrostrip Bauweise. Zusätzlich werden noch einigeMessverfahren vorgestellt, um die Transformatoren auch sinnvoll ausmessen zu können.

[NCO86] A wideband power amplifier (25-110MHz) with the MOS transistor BLF245, Philips 1998,NCO8602, 14 Seiten

[ECO77] Power transformers for the frequency range of 30 - 80 MHz, Philips 1998, ECO7703, 7 SeitenEingehende Studie über die Transformatordimensionierung für eine bestimmte Leistung.

[Sev96] Transmission Line Transformers, Jerry Sevick, Noble Publishing, 3rd ed., 1996, ISBN 1-884932-66-5Ein sehr praxisorientiertes Werk über den Bau von Breitband-Transformatoren. Eine Sammlungvon bewährten Konzepten für den HF und den unteren VHF Bereich mit anschaulichenErsatzmodellen. Leider etwas veraltet und unakademisch. Als Ergänzung kann [Dub00] und[ECO07] empfohlen werden.

[Sev93] Design and Realization of Broadband Transmission line Transformers, Jerry Sevick, IEEEStandards Press, Institute of Electrical Engineers, 1993, ISBN 1-55937-382-2

[Rut59] Some broadband transformers, C. L. Ruthroff, 1959, Bell Telephone System, IRE, vol.47, S.1-6

[Eww94] Using RF Transistors, Electronics World + Wireless World, Juli 1994Interessante Betrachtungen zum Transmission Line Transformer (parallel Segment Transformator),sowie Diskussion einiger weiterer interessanter Breitbandtransformatoren.

[Sch77] Breitbandverstärker mit Ringkernbreitbandtransformatoren, Niklaus Schmid, 1977Theoretische Betrachtungen des Modells von Ruthroff, ergänzt mit einigen hilfreichenmesstechnischen Aspekten. Zu theoretisch, in den wenigen Grafiken finden sich jedoch einigeinteressante Zusammenhänge, die man sich kurz ansehen sollte.

[Pit68] Broadband transformer design for RF transistor power amplifiers, Octavius Pitzalis, 1968Electronic Components, p. 207-216

[Fmp84] Breitbandtransformatoren mit Leitungen, Konrad Hupfer, aus Fernmelde-Praxis 2/1984, S.41-51

[AN031] Wideband 300W push-pull FM amplifier using BLV25 transistors, Philips AN98031, 30 SeitenDiese Application Note beschreibt den Aufbau eines FM PA in Klasse B. AlsTransformationselemente werden ausschliesslich Transmission Lines in Verbindung mit StriplineTechnik und passiven Komponenten verwendet. Es werden verschiedene Methoden kurz erläutert,welche den praktischen Aufbau des PA erleichtern (kürzen der Tline Länge im unteren VHFBereich, Biaseinspeisungen).

61 TN = Technical Note

Page 66: Amp300w Project

Literaturverzeichnis - 68 -

[AN032] Combining units for a 1 kW wideband HF amplifier, Philips AN98032, 9 SeitenEin konkretes Beispiel, wie vier 300W Solid State Verstärker zu einem 1kW Verstärker zusammengeschaltet werden können, inklusive Messergebnisse (VSWR sowie Intermodulation).

[AN034] Behaviour of Circulators under practical conditions, Philips AN98034, 21 SeitenDa praktische Ausführungen von Zirkulatoren sich nicht ideal verhalten (Anpassungsproblemeetc.) liefert diese AN den Hintergrund, welche Parameter welche Eigenschaften beeinflussen. Einsehr theoretischer Artikel, der einiges an Vorkenntnissen voraussetzt und erst für eine konkreteFragestellung herangezogen werden sollte.

[AN035] Circulators and Isolators, unique passive devices, Philips AN9803562, 30 SeitenStellt die verschiedenen Arten von Zirkulatoren und Isolatoren, sowie deren Anwendung vor.Obwohl sich dieser Artikel hauptsächlich dem UHF und Mikrowellenbereich widmet, sind dietheoretischen Grundlagen 1:1 in den VHF Bereich übersetzbar. Es wird auch aufgezeigt, aufwelche Arten mehrere Einzelverstärker kombiniert werden können und welche vor und Nachteilesich daraus ergeben.

[AN1643] RF LDMOS Power Modules for GSM Base Station Application: Optimum Bias Circuit, JulieDuclercq and Olivier Lembeye, 1998, Motorola Application Note AN1643/DTemperaturkompensierte Bias-Schaltung mit einer Diode als thermischer Sensor.

[AN758] A TWO-STAGE 1kW SOLID-STATE LINEAR AMPLIFIER, Helge O. Granberg, 1993, MotorolaApplication Note AN758/D, 8 Seiten.Beispiel einer Temperaturstabilisierten Bias-Schaltung für Bipolar-Transistoren. Verwendet wird

als Regler-IC ein LM723.

[Bäc98] Lineare Elemente der Höchstfrequenztechnik, Werner Bächtold, vdf Hochschulverlag AG an derETH Zürich, 2., überarbeitete Auflage, 1998. ISBN 3-7281-2611-X.

[Hag86] Radio Frequency Electronics : Circuits And Applications, John B. Hagen, Cambridge UniversityPress, 1996, ISBN 0-521-55356-3

[Bre91] Power Amplifier Handbook, Gary A. Breed, Cardiff Publishing Company, 1991 ( Englewood,Colorado 80111, 6300 S.Syracuse Way, Suite 650 )

[Gra87] Building Push-Pull Multioctave VHF Power Amplifiers, H.O.Granberg, Hayden Publishing Co.Inc. , Motorola Semiconductor Products Sector, 1987 (mitgeliefert zum Bausatz AR305)

[Kra91] Electromagnetics International Edition, John D.Kraus, McGraw-Hill, 4.ed.1991, ISBN 0-07-112666-X

[QEX99] QEX: Forum for Communications Experimenters, QEX (November/Dezember), ARRL (AmericanRadio Relay League), 1999

[AWR99] Microwave Office 2000 Reference Guide, Applied Wave Research 1999

[Poly7] Power RF MOSFET Transistors, Polyfet RF Devices, http://www.polyfet.com

62 AN = Application Note

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Links - 69 -

14 Links

RF Verstärker Seiten :Alpha Power Amplifiers http://www.alpha-power-inc.com/Ameritron Power Amplifiers http://www.ameritron.com/ameritron.htmlPower Amplifiers http://www.comtechpst.com/HF Endstufen http://www.kwik-net.nl/users/twilight/eindtrap.htmHy Gain Products http://www.hy-gain.com/prods.htmMicro Precision RF-Amplifiers (Base Station) http://www.micropt.com/lna.htmlMirage Amplifiers http://www.mirageamp.com/amplifiers/amplifiers.htmlRF Power Systems http://rfpowersystems.com/index.htm

Divider / Combiner :Wilkinson Power Divider / Combiner http://www.engineering.usu.edu/classes/ece/6130/LECTUR

E/lecture.htmlWilkinson Power Divider EM Sight Example http://appwave.com/EMSwilkinson.htm

Bücher :UHF Related Books http://www.arrl.org/catalog/RF Design Article Index http://www.rfdesign.com/artindex.htmRF Topics http://sss-mag.com/rftopics.html

Lieferanten von Bauteilen :Beko Elektronik Lieferprogramm http://www.beko.cc/lieferprogramm.htmRF Companies http://www.zettweb.com/semiconductors/index.htmlCommunication Concepts (Motorola) http://www.communication-concepts.com/Tactron Elektronik GmbH http://www.tactron.de/

Allgemein :RF Suchmaschine http://www.irational.org/Simmons Communications http://www.simmonscom.com/

Software :Aplac Student Version http://www.aplac.hut.fi/aplac/version/win95nt.htmlPD Software http://sss-mag.com/swindex.htmlAWR Software http://www.appwave.com/MWO Download http://www.appwave.com/mw_form.htmARRL Radio Designer Software https://www.arrl.org/cgi-bin/olcat/order?item=6796Super Compact License http://www.comsoft.com/get_eval/get_eval.htm

Modelle :S-Parameter ftp Verzeichnis ftp://195.243.137.70/EHDATA/SPAR/Intusoft Spice Models http://www.intusoft.com/models/total2.txtMotorola RF Design Tools (MIMP etc.) http://mot-sps.com/rf/designtds/designtd.htmlMotorola S-Parameter (RF Power FET) http://www.mot-sps.com/rf/designtds/sparam/mrf141g-

24.html

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Lieferanten - 70 -

15 Lieferanten

CCI: (Communication Concepts Motorola)Bestellung: Email, Fax, TelephonBezahlung: Visa / MastercardLieferung: Postal Air $15.00 ; EMS $25.00 ; UPS 2 Tage $48.00Komponent: MRF151G $168.50

TACTRON ELEKTRONIK GmbH:Einsteinstr. 3582152 MartinsriedBestellung: EmailBezahlung: 30 tage nettoBindefrist: 30 tageKomponent: SR746 Polyfet Transistor DM 450.-Lieferanten von Power MOSFET:

Hitachi: www.hitachi.co.jp/Sicd/English/Products/prodlist/7450e.htmFast nur für GSM, Hochspannung und Automobilindustrie.Komponent: 2SK1575 220 Watt 80VDC 190MHz

Ericsson: www.ericsson.se/rfpower/products/index.htmlNur Power FET für Frequenzen über 500MHz (GSM). Application Notes zu diversen Themen.

Siliconix:Vor allem klein Signal FET's und Mixeranwendungen. Dafür RF-Kondensatoren für fast alle Anwendungen.

Philips:Diverse Application Notes (geniale Endstufen, etc.)Zirkulatoren (Theorie und Beispiele)Spice Modelle (einige Transistoren vorhanden (VHF) BLF177 150W.

Huber + SuhnerSemirigid Koaxialkabel EZ86 Durchmesser 2.2mm P144MHz=600W

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Zeiteinteilung - 71 -

16 Zeiteinteilung

Bearbeiter Arbeit 1.Woche 2.Woche 3.Woche 4.Woche 5.Woche 6.WocheReimann Thermische Unters.

Fischer Arbeitspunkt

Fischer Anpassnetzwerk

Reimann Bias- Speisung- Temp.kompensation

Reimann Design- Layout- Aufbau, Kühlkörper

Reimann SWR Schutz- Theorie- Aufbau

Fischer Komponenten- C’s- Trafos

Fischer Messungen- Inbetriebnahme- Aufbau- Abgleicharbeiten

Beide Dokumentation

Ein Abstract zu unserer Arbeit ist unter folgender Internetadresse gespeichert:

www.fh-aargau.ch/e/ea97fisc/amp300w/amp300w.htm

Windisch, 1. Dezember 2000

Marcel Fischer Daniel Reimann

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Anhang - 72 -

17 Anhang