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Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT Low Noise Netzteil

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Das WILDCAT Low Noise Netzteil

Von Thomas Schmidt und Henry Westphal


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Der Hintergrund.

Bei allen Original-Gitarrenverstärkern ist ein mehr oder weniger starker Netzbrumm im Ausgangssignalenthalten. Es liegt daher der Gedanke auf der Hand, unter Zuhilfenahme der heutigen technischenMöglichkeiten einen brummfreien Gitarrenverstärker aufzubauen.

Das in den Original-Gitarrenverstärkern vorhandene Brummen wird aus mehreren Quellen in denSignalweg eingekoppelt:

- Durch die Einwirkung elektrischer und magnetischer 50 Hz-Streufelder in die E-Gitarre selbst,insbesondere auf das Pickup und die Verdrahtung

- Durch die Einwirkung externer elektrischer und magnetischer 50 Hz-Streufelder die Verdrahtungdes Verstärkers

- Durch die Einwirkung von elektrischen und magnetischen 50Hz-Streufeldern, die durch dieWechselstromheizung der Röhren entstehen, dies ist insbesondere in den Vorstufen vonBedeutung

- Durch die 100 Hz-Welligkeit auf der Anodenversorgung, insbesondere der Endstufe.

Der letztgenannte Einfluß nimmt mit der Aussteuerung des Verstärkers deutlich zu, während die dreierstgenannten Einflüsse von der Aussteuerung unabhängig sind, sich also bei leisem Spiel oder Stillebesonders bemerkbar machen.

Auf direkt in die Gitarre eingekoppelte Störungen kann im Verstärker kein Einfluß mehr genommenwerden, daher werden diese hier nicht weiter betrachtet, im Kontext der Verstärkerentwicklung sindsie als gegeben hinzunehmen.

Die durch externe Streufelder verursachten Störungen können durch geeigneteAbschirmmaßnahmen wie Masseflächen auf Leiterplatten oder metallene Chassis weitgehendvermieden werden.

Die durch die Wechselstromheizung in die Vorstufen eingekoppelten Störungen können durch eineGleichstromheizung der Vorröhren vollständig eliminiert werden. Eine Gleichstromheizung derEndröhren macht hingegen keinen Sinn, weil die Signalpegeln an diesen so hoch sind, daß keinenennenswerte Störbeeinflussung mehr auftritt, während gleichzeitig der schaltungstechnischeAufwand zur Bereitstellung der benötigten Heizströme unverhältnismäßig hoch ist. EineGleichspannungsheizung der Vorstufen ist dagegen mit vergleichsweise geringem Aufwandumsetzbar.

Die 100Hz-Welligkeit der Anodenversorgung könnte, dem ersten Anschein nach, dadurch reduziertwerden, daß man die im Netzteil vorhandenen Ladekondensatoren vergrößert. In der Entstehungszeitder Originalschaltungen waren Kondensatoren im zweistelligen uF-Bereich Stand der Technik, größereKondensatoren waren sehr teuer und gleichzeitig platzraubend. Heute stehen dagegenKondensatoren in drei- oder gar vierstelligen uF-Bereich zu moderaten Preisen in kleinen Bauformenzur Verfügung.

Dieser, zunächst naheliegende, Weg scheidet jedoch deswegen aus, da der bei denOriginalverstärkern zu beobachtende Einbruch der Versorgungsspannung bei ansteigenderLeistungsabgabe der Endstufen ein den Klang des Verstärkers maßgeblich prägender Faktor ist.Dieser Spannungseinbruch in der Größenordnung von 20% findet in ungefähr 10 bis 15ms statt.Damit verbietet sich eine Vergrößerung der Kondensatoren.

Experimente zeigten, daß mit der versuchsweise Abpufferung dieses Spannungseinbruch der Zauberaus dem Klang des Verstärkers weicht, er klingt „billig“ und belanglos.


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Die folgenden Oszillogramme sollen diese Verhältnisse verdeutlichen. Sie wurden am WILDCATBassman Plus aufgenommen. Der WILDCAT Bassman Plus ist, bezüglich der hier interessierendenMerkmale, dem FENDER Bassman 5F6-A äquivalent. Die im Rahmen dieser Untersuchungaufgenommenen Meßwerte stimmen mit den im Buch „The Fender Bassman 5F6-A“ von RichardKuehnel publizierten Werten überein.

Für die Aufnahme der folgenden Oszillogramme wurde der Verstärker mit einer 2 Ohm-Dummy-Loadbetrieben und mit einem 1kHz-Sinusburst angesteuert. Der Verstärker wurde hierbei so weitausgesteuert, daß Endstufenverzerrung auftrat.

Das folgende Bild zeigt die Ausgangsspannung des Verstärkers. Er wurde mit einem Sinusburst mitüber seiner gesamte Dauer gleichbleibender Amplitude angesteuert. Die Amplitude der Verstärker-Ausgangsspannung nimmt jedoch nach dem sie zunächst einen Spitzenwert erreicht ab, um danneinen stationären Wert zu erreichen.

Die Ausgangsspannung des WILDCAT Bassman Plus, gemessen an 2 Ohm Dummy-Load mit Tastkopf

1 zu 100

In der Pause zwischen den Sinusbursts hat sich der Ladekondensator im Netzteil auf eine hoheSpannung, nahe der Leerlaufspannung, aufgeladen. Mit dem Beginn des Sinusbursts kann derVerstärker daher kurzzeitig eine maximale Leistung abgeben, die dann mit der Entladung desKondensators abnimmt.

Das folgende Bild zeigt, in gleicher zeitlicher Skalierung den Verlauf der Anodenversorgungsspannungfür die Endstufe, deutlich erkennt man den Spannungseinbruch, der während der Ansteuerung mitdem Sinusburst auftritt.


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1 zu 100, GND in Bildschirmmitte

Das nun folgende Bild zeigt ebenfalls die Ausgangsspannung des Verstärkers, diesmal jedoch instärkerer zeitlicher Dehnung.


1 zu 100, in stärkerer zeitlicher Dehnung

Deutlich ist zu erkennen, wie die der Anodenversorgung überlagerte 100 Hz-Welligkeit sich imAusgangssignal widerspiegelt.

Es wird daher nach einem Weg gesucht, die in den Originalschaltungen vorgefundene Dynamik derAnodenversorgung zu erhalten, aber gleichzeitig die 100 Hz-Welligkeit zu eliminieren.


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Die Idee.

Um eine brummfreie Anodenversorgung bei Erhalt der sonstigen Dynamik der Originalschaltung zubekommen wird der Anodenkreis wird zunächst einmal mit einer brummfreien Gleichspannung auseiner niederohmigen Quelle gespeist.

Der die Höhe des Spannungseinbruchs bestimmende Innenwiderstand des Netztrafos und derGleichrichterröhre wird mit einem steuerbaren Widerstand in Form einer Triode simuliert. Diese Triodearbeitet als steuerbarer Widerstand, die Höhe des Spannungseinbruchs läßt sich damit über dieGittervorspannung der Triode einstellen.

Es ergibt sich das folgende Prinzipschaltbild.

BZT03-C1001

2

+

6080

65

4

1 5

4 8

+Ua- +

+

Prinzip der brummfreien Anodenversorgung mit einstellbarem Innenwiderstand

Hierbei ist zu beachten, daß die Gleichrichterröhre im Originalgerät nur ungefähr für ¼ einerNetzperiode Strom führt. Die Gleichrichterröhre ist nur dann stromdurchflossen, wenn derMomentanwert der Trafo-Sekundärspannung die Spannung über dem Ladekondensator übersteigt. Indieser Zeit fließt dann aber (im Durchschnitt) der vierfache Versorgungsstrom des Verstärkers durchdie Gleichrichterröhre. Das bedeutet, daß der Spannungsabfall an der Gleichrichterröhre, wenn mansie, wie zunächst naheliegend in der Verstärkerschaltung beläßt und mit einem kontinuierlichenGleichstrom speist nur ca. 1/4 des Spannungsabfalls beträgt, der beim Gleichrichterbetrieb in derOriginalschaltung auftritt. Die negative Gittervorspannung der Triode vergrößert den Spannungsabfallwieder auf den Wert, der bei einer impulsbelasteten Gleichrichterröhre auftreten würde. Eine weitereErhöhung der negativen Gittervorspannung bewirkt eine weitere Erhöhung des Spannungsabfalls, mitder dann der Innenwiderstand des Original-Netztrafos simuliert wird.

Die Gleichspannung zur Heizung der Vorröhren wurde mit diskret aufgebauten Spannungsreglernrealisiert. Diese Spannungsregler sind auf besonders hohen Wirkungsgrad optimiert. Sie wurden bereitsfür die HiFi-Verstärker der BLACK CAT –Serie entwickelt.

Das folgende Schaltbild zeigt den Aufbau eines solchen Heizspannungsreglers.


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4k12

1k

1nF

+1000uF

-

+

TLC274 CN

5

67

411

+12V

100R

+6.3V

1nF

REF

+Unreg

1kIRL530N

Prinzip der Stabilisierung der Heizspannungen

Der geringe On-Widerstand des als Stellglied verwendete MOSFETs führt dazu, daß die Schaltungnoch mit Spannungsdifferenzen in der Größenordnung 50mV zwischen der ungeregelten Spannungund der Ausgangsspannung (6,3V) einwandfrei arbeitet. Ein herkömmlicher integrierterSpannungsregler, wie etwa der bekannte LM317 würde dagegen 3V benötigen. Wenn man DieSpannung „+Unreg“ so wählt, daß sich bei 10% Netzunterspannung nur wenig mehr als 6,3V einstellt,dann hat man auch noch bei nomineller Netzspannung oder gar Netzüberspannung eine sehrgeringe Verlustleistung, die sich auch bei den hohen Innentemperaturen eines typischenRöhrengerätes gut abführen läßt.


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Die Realisierung.

Die folgende Abbildung zeigt die Baugruppe zur Bereitstellung der brummfreienAnodengleichspannung und der negativen Gittervorspannung (links) sowie die Baugruppe mit der alssteuerbaren Widerstand eingesetzten Triode. Hier wird eine Leistungstriode des Typs 6080 eingesetzt,die ursprünglich für die Verwendung als Längsröhre in spannungsstabilisierten Netzteilen entwickeltwurde. Die linksseitige Baugruppe wurde ursprünglich für den HiFi-Verstärker BLACK CAT 2 entwickelt.

Die Baugruppen für die Anodenversorgung


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Die untenstehende Abbildung zeigt die Baugruppe zur Bereitstellung der stabilisiertenGleichspannungen von 6,3V für die Heizung der Vorstufenröhren. Diese Baugruppe wurdeursprünglich für den HiFi-Verstärker BLACK CAT 2 entwickelt.

Die Baugruppe für die Gleichspannungs-Heizkreisversorgung

Die Netzteilbaugruppe enthält noch eine weitere Funktionsgruppe zur Versorgung der Effektstufen miteiner Anodenspannung von +450V bei geringem Innenwiderstand.


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Die elektrischen Ergebnisse

Die Stufen zur Bereitstellung der Heizspannungen, der Anodenspannung für die Effektstufen und fürdie negative Gittervorspannungen arbeiteten wie erwartet, lediglich die negative Gittervorspannungwar etwas zu gering. Hierfür bestehen jedoch an anderer Stelle Kompensationsmöglichkeiten, indemder Gitterspannungsteiler in der Endstufe leicht angepaßt wird.

Es zeigte sich, in Folge der Gleichspannungsheizung, ein deutlicher Rückgang des Brumms, wennman den Verstärker ohne angeschlossene Gitarre betreibt.

Die gewünschte Leerlaufspannung (meint hier: Belastung durch die Ruheströme) und dergewünschte Spannungseinbruch der Anodenversorgung konnten, durch geeignete Wahl derGittervorspannung der Längstriode und der Trafo-Anzapfungen nach wenigen Iterationen hergestelltwerden.

Die folgenden Oszillogramme zeigen die (mit Ausnahme des 100 Hz-Brumms) nahezu identischenSpannungsverläufe der Anodenversorgung bei Ansteuerung des Verstärkers mit einem Sinusburst.

Anodenversorgungsspannung Endstufe am WILDCAT Bassman Plus mit dem Originalgerät

entsprechendem Netzteil (oben) und mit dem Low-Noise-Netzteil (unten) bei Ansteuerung mit

Sinusburst entsprechend vorhergehender Oszillogramme; 100ms/DIV und 200V/DIV, GND-Potential

am unteren Rand der Teilbilder.


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Die klanglichen Ergebnisse

Beim Einstecken der Gitarre in den Verstärker zeigte sich jedoch, daß das durch die Gitarreeingebrachte Brummen im Vergleich zu dem durch die Wechselstromheizung im Originalgeräteingestreuten Brummen so stark ist, daß man keine ernsthafte subjektive Verbesserung desBrummverhaltens wahrnimmt.

Die klanglichen Ergebnisse mit der neuen, brummfreien Anodenversorgung waren jedoch,überraschenderweise, sehr enttäuschend:

Trotz der praktisch vollständigen Übereinstimmung der Kurvenverläufe (mit Ausnahme des 100 Hz-Brumms) ist der Verstärker klanglich nicht mehr wiederzuerkennen, das Klangbild hat sich vollständiggeändert.

Der Verstärker verliert die „Leichtigkeit", die „Touch-Sensitivity", die „Spritzigkeit" und die „scharfen",„bizzeligen“ Obertöne. Das Spielen macht nicht mehr so viel Spaß, es ist so als ob man stärkeranschlagen muß und der Ton ein wenig später kommt, es macht ein wenig müde, es strengt an.

Um „Seiteneffekte“ auszuschließen, etwa durch Veränderungen im Bereich der negativenGittervorspannung, wurde ein Adapter gebaut, mit dem man nur die Anodenversorgung zwischendem Original-Netzteil und dem Low-Noise-Netzteil hin- und herschalten kann. Hierzu wurde derAnodenversorgungs-Ausgang des „neuen“ Netzteils an einen Oktal-Stecker gelegt, der dann anstelleder GZ34 in deren Fassung auf der Verstärker-Leiterplatte gesteckt wurde. Damit ist ein Wechselzwischen beiden Netzteilen in Minutenschnelle möglich, damit ist der vorherige Klangeindruck nochfrisch im Gedächtnis so daß man die Klangeindrücke besser vergleichen kann.

Der bei Anschluß des „neuen“ Netzteils wirksame Wegfall der Belastung durch die entfallende Heizungder GZ34 und die entfallende anodenversorgungsseitige Last führt nur zu einer ganz geringenAnhebung der negativen Gittervorspannung der Endröhre in der Größenordnung 0,5V, die nachunserer Einschätzung nicht klangentscheidend ist, die Änderung ist mit ca. 1% geringer als dieüblichen Schwankungen der Netzspannung.

Dieses Ergebnis ist insofern überraschend, da sich die Kurvenformen der Anodenversorgung beiBelastung, bis auf den Wegfall des 100 Hz-Brumms, gleichen.

Es wurde untersucht, in welcher Weise sich eine Änderung des Innenwidersandes auf denKlangeindruck auswirkt, indem die Gittervorspannung der Triode 6080 variiert wurde. Hier wurde einesehr starke Beeinflussung des Klangeindrucks festgestellt.

Wenn man die Gittervorspannung der 6080 so weit verringert, daß die Versorgungsspannung desVerstärkers bei Belastung praktisch konstant bleibt, dann klingt der Verstärker „lasch“ und „billig“ungefähr so wie ein 200 Euro-Transistorverstärker aus dem Elektronik-Großmarkt.

In allen Einstellungen der Gittervorspannung und damit der Höhe des Spannungseinbruchs verliert der„Bassman“ sein charakteristisches Durchdringungsvermögen, er klingt weniger aggressiv, weicher. Ausdem „WILDCAT“ wird eine brave Hauskatze.


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Die Schlußfolgerungen

Derzeit können wir den beobachteten Effekt noch nicht abschließend erklären. Die Sensibilität desKlangeindrucks gegenüber (scheinbar) kleinsten Änderungen am Netzteil ist überraschendund wurde von uns nicht vorhergesehen.

Die wahrscheinlichste Erklärung ist, daß man die 100Hz-Modulation des Gitarrentons bei größererAussteuerung (ab dem Einsatz der Begrenzung) nicht als Störung, sondern als klangbildendes Elementverstehen muß. Vermutlich verleiht erst diese Modulation den Tönen des Bassman ihreDurchdringungskraft und „Bizzeligkeit“, man kann es eventuell als einen sehr schnellem „Tremoloeffekt“verstehen.

Hieraus folgt dann die Fragestellung, daß es dann eigentlich unterschiedliche Klangeindrückezwischen in den USA und in Europa entstandenen Aufnahmen geben müßte, da sich dieNetzfrequenzen mit 60 Hz und 50 Hz unterscheiden. Damit ergibt sich eine Frequenz der Modulationvon 120 bzw. 100 Hz.

Es ergibt sich folgender Bezug zu den Frequenzen der Töne:

G 98 HzGis 103,8 HzA 110 HzB 116,54 HzH 123,47 Hz

Die Frage, ob hier eine hörbarer Effekt besteht , muß noch geklärt werden. Es könnte also durchaussein, daß man für einen „absolut authentischen“ Klangeindruck den Verstärker am besten über einenUmformer mit 60 Hz versorgt.

Weiterhin könnte es eine Rolle spielen, daß die Dynamik bzw. die Mittelwerte der Anodenversorgungdurch den zeitlich verzögert wirksamen Einfluß des Innenwiderstandes der die Triodenstufespeisenden Versorgungsbaugruppe bei anderen Leistungs-Zeitverhältnissen als diejenigen, mit denenunsere Tests durchgeführt wurden, zu gegenüber dem Originalgerät abweichenden Verhältnissenführen könnte.

Die Idee des Low-Noise-Netzteils hat sich zunächst einmal als Irrweg erwiesen. Sie erfüllt ihreneigentlichen Zweck, die Vermeidung des Brumms, nicht, da dieses im wesentlichen durchEinkopplungen in die Gitarre selbst erzeugt wird. Gleichzeitig wird das Klangbild, wahrscheinlich durchdas Fehlen der gar nicht al Störung zu betrachtenden 100 Hz-Modulation des Ausgangssignals beigrößeren Aussteuerungen und/oder durch noch unverstandene Effekte stark beeinträchtigt.

Die gewonnenen Ergebnisse sind aber trotzdem wertvoll und bringen uns weiter. Denn sie zeigen mitNachdrücklichkeit, wie wichtig die Details des Netzteils für die Klangbildung sind.

Es fällt dem ingenieurmäßig Denkendem trotzdem erst einmal schwer, dieses Ergebnis zu akzeptierenDas gewohnte Weltbild muß erweitert werden. Man sieht zudem, wie wichtig selbstkritisches undvergleichendes Arbeiten gerade im Audio- und Musikbereich ist. Man muß sich im Verlauf desArbeitsprozesses immer wieder neu an einer Gut-Referenz orientieren.


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Die Details der Anodenversorgung

Die Ermittlung der Parameter der Originalschaltung des WILDCATBassman Plus

Diese Messungen wurden bereits ausführlich im Kapitel „Der WILDCAT Bassman Plus“ beschrieben.

Die Messungen am WILDCAT Deluxe Plus

Die Leerlaufspannung an Trafo ist 385V eff, wenn die Gleichrichterröhre 5Y3 gezogen ist und dieanderen Röhren geheizt werden. Gemessen wurde mit einem Digitalmultimeter von einemAnodenanschluß der Fassung der 5Y3 gegen Masse.

Die Spannung am Ladekondensator, entsprechend der Kathode der Gleichrichterröhre 5Y3 gegenMasse hat den Mittelwert 397V, wenn kein Eingangssignal am Verstärker anliegt.


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Der Entwurf und die Dimensionierung der “neuen” Sch altung

Zunächst wird eine Quelle für die „Rohspannung“ benötigt, die eine brummfreie Spannung mithinreichend kleinem Innenwiderstand bereitstellt. Um den Entwicklungsaufwand zu senken wird hierfürdie bereits für den HiFi-Verstärker BLACK CAT 2 entwickelte Baugruppe für die dortige 450 / 180V-Versorgung in Verbindung mit einem noch zu dimensionierenden Netztransformator verwendet.

Die folgende Skizze zeigt die geplante Struktur der Schaltung:

V1001B6080

65

4

L1INDUCTOR

R10010R0

0V

D1001BZT03C100

-+

D1DIODE BRIDGE

R100347K / 5W

V1001A6080

32

1

+ C150uF

390V

P100150K

AnodenversorgungBassman

(optional)+C1

270u

Prinzipschaltbild der Anodenversorgung mit einstellbarem Innenwiderstand

Im Folgenden wird die Schaltung dimensioniert.

Zunächst soll die benötigte Trafo-Sekundärspannung abgeschätzt werden.


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Um das Verhältnis von ausgangsseitiger Gleichspannung und Trafo-Sekundärspannung bei einem„eher kleinen“ Ladekondensator und einem „eher großen“ Siebkondensator besser einschätzen zukönnen, wurde die folgende Simulation durchgeführt:

Simulationsschaltung und SPICE-Einstellungen zur Ermittlung des Verhältnisses der

Ausgangsgleichspannung zur Trafo-Sekundärspannung

Die Simulation zeigte das folgende Ergebnis: Die Spannung „hinter“ der Drossel ist 470V, während dasMaximum der Spannung „vor“ der Drossel 500V ist, bei einer Peakspannung des Trafos von 520V imLeerlauf. Weiterhin zeigte sich, daß eine Variation des Wertes des Innenwiderstandes des Trafos einenerheblichen Einfluß auf die Ausgangsspannung der Simulationsschaltung hat.


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Das Simulationsergebnis

Das Verhältnis der Spannung „hinter“ der Drossel zur Peak-Spannung „vor“ der Drossel ist :

470V / 500V = 0,94.

Es werden, im Leerlauf, 516 V „hinter“ der Drossel benötigt. Daraus folgt ein Peak-Wert derEingangsspannung von 516 V/ 0,94 = 549V. Das entspricht einem Effektivwert der Trafo-Sekundärspannung von 390V.

Da bei der Dimensionierung dieses Trafos eine gewisse Unsicherheit besteht, insbesondere in Bezugauf dessen Innenwiderstand und auf möglicherweise zusätzliche Spannungsabfälle an derLängstriode, die eine höhere Trafo-Sekundärspannung bedingen würden, wird für dieAnodenversorgung ein eigener Netztransformator vorgesehen, der im Falle eines Irrtums zugeringeren Kosten ausgetauscht werden kann, als dies bei einem für alle benötigten Spannungengemeinsamen Trafo mit vielen Sekundärwicklungen der Fall wäre.

Zudem werden an der Sekundärwicklung eine gewisse Zahl von Abgriffen vorgesehen, mit denenman die Sekundärspannung schnell und einfach an die tatsächlichen Verhältnisse anpassen kann.

Es ist zu beachten, daß ein zu hoher Innenwiderstand des Trafos zu einer (schädlichen) Abnahme derSpannung „vor“ der Triode führt, da diese durch die großen Siebkapazitäten wesentlich langsamer alsin der Originalschaltung geschieht, man erhielte also durch die Überlagerung zweier unterschiedlichschnell verlaufender Spannungseinbrüche eine grundsätzlich andere Kurvengestalt.

Nun wird die Beschaltung der Längstriode 6080 festgelegt und dimensioniert:

Aus früheren Verwendungen der Röhre 6080 ist bekannt, daß eine Gittevorspannung bis hin zu –100Vbenötigt wird, um die Röhre „hinreichend“ zu sperren. Dies resultiert aus dem geringen


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Innenwiderstand dieser Röhre, der wiederum mit einem geringen Verstärkungsfaktor u von 2einhergeht.

Hieraus folgen die weiteren Festlegungen für die einzelnen Bauteile:

D1001: Entsprechend vorstehender Betrachtung wird eine Zenerspannung von 100V benötigt.

P1001: Mit 50kOhm ergibt sich eine hinreichend geringe Verlustleistung von 0,2W, es fließen dann2mA durch das Potentiometer.

R1003: Mit 450V Ausgangsspannung verbleiben 350V über R1003. In diesem Fall sollen noch 5mAdurch D1001 fließen. Die Verlustleistung an D1001 ist dann mit 0,005A * 100V = 0,5W noch niedriggenug. Der Wert von R1003 ist somit: ( 450V – 100V) / ( 2mA + 5mA) = 50 kOhm. Die Verlustleistungan R1003 ist: 350V2 / 50kOhm = 2,45W. Es wird der nächstliegende Normwert 47K gewählt.

Es soll noch der Fall der höchstmöglichen Ausgangsspannung von ca. 510V betrachtet werden:Durch R1003 fließen dann (510V – 100V) / 47K = 8,72mA. Damit ergeben sich die folgendenVerlustleistungen:P Diode D1001 = 6,72mA * 100V = 0,672WP Widerstand R1003: 410V2 / 47K = 3,57WDie endgültige Auswahl der Bauelemente erfolgt dann entsprechend dieser Verlustleistungen.

Der Widerstand R1001 erlaubt es, wenn man ihn entfernt, nur ein Röhrensystem der 6080 zuverwenden, um eine „steilere“ Kennlinie zu bekommen. Von dieser Möglichkeit wurde imabschließenden Zustand der realisierten Schaltung tatsächlich Gebrauch gemacht.

Die Heizfäden der Röhre werden aus einer eigenen, potentialfreien Heizwicklung gespeist. ZwischenKathode und Heizkreis wird ein Widerstand mit dem Wert 10kOhm vorgesehen, um die Potentiale vonHeizkreis und Kathode aneinander anzugleichen.


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Die Details der anderen Komponenten des Netzteils

AllgemeinesDas Low-Noise-Netzteil sollte dazu in der Lage sein, die Original-Netzteile der Verstärker WILDCATBassman Plus und WILDCAT Deluxe Plus vollständig zu ersetzen. Neben der bereits besprochenenAnodenversorgungsspannung werden auch noch verschiedene andere, weitere Spannungenbenötigt, deren Bereitstellung im Folgenden beschrieben wird.

Die Heizspannung für die Endröhren:Die Heizung der Endröhren geschieht nach wie vor mit Wechselspannung. Der Grund dafür sind diehohe benötigten Ströme, die sich nur mit großem Aufwand bei Verwendung einer stabilisiertenGleichspannungsquelle bereitstellen lassen, während gleichzeitig die hohen Signalpegel an denEndröhren die vorhandene Störbeeinflussung praktisch unbedeutend machen. Die „Richtigkeit“ derBeibehaltung der Wechselstromheizung der Endröhren wurde bereits beim HiFi-Verstärker BLACK CAT 2nachgewiesen.

Es sind 2 Endröhren des Typs 6L6 bzw. 5881 vorhanden, damit werden zweimal 6,3V bis 900 mA ,entsprechend 6,3V bei 1,8A benötigt.

Es wird eine Trafowicklung mit 6,3V / 1,8ATrafowicklung mit 6,3V / 1,8ATrafowicklung mit 6,3V / 1,8ATrafowicklung mit 6,3V / 1,8A vorgesehen.

Die Heizspannung für die Vorröhren und dieGleichrichterröhre/Längstriode:Die Vorröhren werden mit Gleichspannung geheizt. Hierbei werden die folgenden Heizströme, beieiner Spannung von 6,3V, benötigt.

Board WILDCAT Bassman Plus: 5 X ECCxx = 5 x 6,3V / 300mA = 1,5ABoard WILDCAT Overdrive (in seiner ursprünglich geplanten Version) 1 x ECC83 + 3 x ECC99 = 0,3A +3 x 0,8A = 2,7A

In der Summe werden 4,2A bei 6,3V benötigt.Dieser Heizstrom wird mit 2 Spannungsregler-Baugruppen mit je 4 Ausgängen 6,3V / 0,8A, die bereitsfür den HiFi-Verstärker BLACK CAT 2 entwickelt wurden bereitgestellt.

Nähere Informationen über diese Baugruppen findet sich unter:http://www.emsp.tu-berlin.de/lehre/mixed-signal-baugruppen/AbschlussberichtWS2003_4

Zur Speisung dieser Baugruppen werden zwei Trafo-Sekundärwicklungen zu je 7,5V / 3Azwei Trafo-Sekundärwicklungen zu je 7,5V / 3Azwei Trafo-Sekundärwicklungen zu je 7,5V / 3Azwei Trafo-Sekundärwicklungen zu je 7,5V / 3A benötigt.

Für die Heizung der Gleichrichterröhre bzw. der Längstriode 6080 wird eine weitere Heizwicklungbenötigt. Die, alternativ zueinander, zu heizenden Röhren haben den folgendenStrom/Spannungsbedarf:

GZ34: 5V / 1,9A6080: 6,3V / 2,5A

Hier kann selbstverständlich mit Wechselstrom geheizt werden, da an dieser Stelle keinerleiAngriffspunkte für Störeinstreuungen bestehen.

Es wird eine Trafowicklung 6,3V / 2,5A mit einer Anzapfung bei 5,0VTrafowicklung 6,3V / 2,5A mit einer Anzapfung bei 5,0VTrafowicklung 6,3V / 2,5A mit einer Anzapfung bei 5,0VTrafowicklung 6,3V / 2,5A mit einer Anzapfung bei 5,0V vorgesehen.


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Die Hilfsspannung +12V für Relais und weitere Anwen dungenEs wird, wie beim HiFi-Verstärker BLACK CAT 2, eine Hilfsspannungsquelle mit 5V / 0,4A vorgesehen. Zuderen Erzeugung wird die bereits im vorangegangenen Kapitel besprochene Netzteilbaugruppe zurVersorgung des Federhalls und des Overdrives eingesetzt. Diese erzeugt die +12V-Spannung mit Hilfeeines Spannungsverdopplers aus einer Wechsel-Eingangsspannung von 6,3V.

Daher wird eine Trafowicklung 6,3V / 1ATrafowicklung 6,3V / 1ATrafowicklung 6,3V / 1ATrafowicklung 6,3V / 1A vorgesehen.

Die Anodenspannung für Federhall und OverdriveHier wird die bereits im vorangegangenen Kapitel besprochene Netzteilbaugruppe zur Versorgungdes Federhalls und des Overdrives eingesetzt, die eine Ausgangsspannung von ca. +450Vbereitstellt.

Für diese wird eine Trafowicklung 320V / 0,22ATrafowicklung 320V / 0,22ATrafowicklung 320V / 0,22ATrafowicklung 320V / 0,22A benötigt

Die negative Gittervorspannung für die BASSMAN-Ends tufeHier werden –60V bei 0,8mA gebraucht. Die Trafo-Sekundärspannung ist dann 60V / 1,41 = 42V.

Es wird eine Trafowicklung 42V / 0,01ATrafowicklung 42V / 0,01ATrafowicklung 42V / 0,01ATrafowicklung 42V / 0,01A benötigt.

Gleichrichtung und Siebung werden mit der bereits für den HiFi-Verstärker BLACK CAT 2 entwickeltenBaugruppe „Versorgung +450 / -180V“ vorgenommen.

Hinweis: Bei der Inbetriebnahme wurde jedoch eine zu geringe Gittervorspannung festgestellt. Der

Entwurf müsste an diesem Punkt noch einmal verändert werden.

Der Netztransformator

Anstelle eines einzelnen, damit sehr komplizierten und teuren, Netztransformators werden diebenötigten Spannungen auf zwei Transformatoren aufgeteilt. Damit soll auch das kostenmäßigeRisiko gemindert werden, wenn sich herausstellen sollte, daß eine Neudimensionierung des dieAnodenversorgungen speisenden Transformators notwendig wäre.


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Es ergeben sich die folgenden Skizzen der benötigten Transformatoren:

Trafo 1:

230V 7,5V / 3A

7,5V / 3A

320V /0,22A

6,3V / 3,2A

6,3V / 1A

Die Heizwicklung wird mit 3,2A ausgeführt, um auch für zukünftige Anwendungen 2 Röhren KT88betreiben zu können.


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Trafo 2:

0V

380V / 0,6A

230V

42V / 0.05A

6,3V / 2,5A

0V

400V / 0,6A

420V / 0,6A

5V / 2,5A

6,3V / 2,5A

0V

360V / 0,6A

340V / 0,6A

Die Anodenwicklung wird mit 600mA spezifiziert, das ist etwa das doppelte der maximalenAnodenstromaufnahme des Bassman von 260mA. Damit kann dann mit einem hinreichendgeringen Innenwiderstand gerechnet werden.


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Der Test und die Inbetriebnahme des Low-Noise-Netzt eils

Der grundlegende Test der Anodenversorgung

Zunächst wurde die grundlegende Arbeitsweise der Schaltung in der folgenden Konfigurationüberprüft:

- Trafo-Sekundärspannung = 380 V eff- Zwei Systeme der 6080 benutzt- Marshall-Siebdrossel (TAD) an Anodenversorgungsbaugruppe wie in Schaltbild vorhanden

Der Ausgang der Anodenversorgung wurde mit verschiedenen Lastwiderständen belastet. Zuvorwurde eine Gittervorspannung von –15V eingestellt.

Externe Last = unendlich, aber interne Last auf 6080 Board = 100KPotentiale gegen Masse:

Kath. 6080 506V „Original“-Bassman-NT mit Last 100kOhm: 516VGitter 6080 492VAnode 6080 544V

Mit Last 6K6: ( = Bassman ohne Signal)Potentiale gegen Masse:

Kath. 6080 476V „Original“-Bassman-NT mit Last 6,87kOhm: 472VGitter 6080 456VAnode 6080 530V

Mit Last 1K5: ( = Bassman vollausgesteuert)Potentiale gegen Masse:

Kath. 6080 388V „Original“ –Bassman-NT mit Last 1,5kOhm: 390VGitter 6080 370VAnode 6080 478V

Man erkennt, daß die Spannungsverhältnisse bis auf kleine Abweichungen mit denen des „Originals“identisch sind.

Die Messwerte sollen jedoch noch ein wenig genauer analysiert werden:

Zunächst wird die Spannung über der Röhre 6080 bei den verschiedenen Belastungszuständenverglichen:

Spannung über 6080 bei Rl = 100K: 38VSpannung über 6080 bei RL = 1K5: 90V

Differenz zwischen den verschiedenen Belastungszuständen: 90V – 38V = 52V

Nun wird die Eingangsspannung der Triodenbaugruppe (Anode der 6080) bei verschiedenenBelastungszuständen miteinander verglichen.

Potential Anode 6080 bei RL = 100K: 544VPotential Anode bei RL = 1K5: 478V


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Zum Vergleich wird die Differenz der Ausgangsspannung der Schaltung bei verschiedenenBelastungszuständen ermittelt:

Potential Kathode 6080 bei RL = 100K: 506VPotential Kathode 6080 bei RL = 1K5: 388V


Man erkennt, daß der relative Einfluß des Innenwiderstandes der der Triodenstufe vorgeschaltetenVersorgungsschaltung recht groß ist. Das bedeutet, daß, bei impulsförmiger Belastung der Quelle,der Mittelwert der Ausgangsspannung mit steigendem Tastverhältnis der impulsförmigen Belastungabnimmt.

Um für den nun folgenden dynamischen Test, mit 1kHz Sinusbursts mit einer Wiederholrate von 0,5Hz,zum „Originalgerät“ identische Spannungsverhältnisse zu schaffen mußten daher die Einstellung fürdie Gittervorspannung der 6080 und die Auswahl der Trafo-Sekundärspannung bei angeschlossenemWILDCAT Bassman und bei Anliegen des Sinusburst-Testsignals wiederholt werden. Es wurde eineEinstellung gefunden, bei der sich zum „Originalgerät“ identische Spannungen und Kurvenformenergaben.

Diese, abschließende, Konfiguration ist wie folgt:

- Trafo-Sekundärspannung = 420 V eff- Nur ein System der 6080 benutzt- Drossel an speisender Anodenversorgungsplatine überbrückt- Die Drossel wurde stattdessen „direkt vor“ die Anode der 6080 gesetzt, um das Zeitverhalten zu

„versteilern“ der Einfluss dieser Maßnahme ist aber vernachlässigbar klein.

In dieser abschließenden Konfiguration ergaben sich bei Anschluß der Schaltung an den WILDCATBassman ohne anliegendes Eingangssignal die folgenden Spannungen:

U Anode 6080 (gegen GND) = 596VU Kathode 6080 (gegen GND) = 448VUgk (Kathode gegen Gitter) 6080 = -52V

Die gemessenen Werte sollen nun im Kennlinienfeld der Röhre 6080 nachvollzogen werden:Die Anodenspannung der Röhre ist 596V – 448V = 148VDie Stromaufnahme des WILDCAT Bassman aus der Anodenversorgung ohne anliegendesEingangssignal ist, wie bereits durch Messung bestimmt wurde, 68mA


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Auszug aus dem Datenblatt 6080 von Philips, Stand 1960

Man erkennt, daß eigentlich eine Gittervorspannung von 60V vorhanden sein müßte, tatsächlichwaren aber 52V eingestellt. Diese Abweichung liegt mit 15% jedoch noch innerhalb der üblichenToleranzen bei Röhrenschaltungen, zudem ist zu bedenken, daß die Gittervorspannung durchrechnerische Differenzbildung aus zwei deutlich größeren, mit dem Oszilloskop abgelesenenSpannungen ermittelt wurden, ein Meßfehler von nur 1% beim Ablesen der Spannungen führt zueinem Meßfehler von schon 10% bei der Betrachtung der Differenz.

Der grundlegende Test des allgemeinen Brummverhalte ns

Der WILDCAT Bassman wurde wie folgt eingestellt:

Standard-Signalweg ohne Hall mit Klangregelnetzwerk direkt vor Endstufe

VOL links = 10VOL rechts = 0

Treble = 10Bass = 10Middle = 10Presence = 10

Kein Gitarrenkabel, der Eingang war unbeschaltet und daher durch den Schaltkontakt derKlinkenbuchse kurzgeschlossen.

Zunächst wurde der Verstärker mit einem „Original-Netzteil“ betrieben:

Die ausgangsseitige Gesamt-Störspannung betrug 120mVss an einer 2 Ohm Dummy-Load


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Diese Spannung teilte sich ungefähr in die folgenden Komponenten auf:

50 Hz-Brumm: 100mVss100 Hz-Brumm: 50 mVssRauschen: 50mVss

Nun wird der Verstärker vollständig aus dem Low-Noise-Netzteil versorgt:

Die ausgangsseitige Störspannung sinkt auf 80mVss an einer 2 Ohm Dummy-Load. Sie besteht nurnoch aus den Komponenten 100 Hz und Rauschen, es ist kein 50 Hz-Signal mehr enthalten.

Es wird eine Beeinflussung des 100 Hz-Brumms durch das in die Nähe bringen der Hand anbestimmte Regionen der Leiterplatte beobachtet. Daraus kann man schließen, daß dasverbleibende Brummen zu einem gewissen Teil durch Einstreuung in die nicht abgeschirmteOberseite der Leiterplatte zustandekommt.

Nun wird eine Gitarre an den Eingang angeschlossen. Die Störspannung steigt auf ca. 600mVss aneiner 2 Ohm Dummy-Load an. Die von der Gitarre kommenden Störungen sind nicht sinusförmigsondern kurzzeitige Nadeln mit einer Widerholfrequenz von 50 und 100 Hz.

Das Gesamtbrummen wird durch Einstreuungen in die Gitarre dominiert, daher wird die akustischeWahrnehmung des Brummens durch das neue Netzteil nicht wesentlich beeinflusst.

Der Test des dynamischen Verhaltens der Anodenverso rgung

Der bereits beschriebene Test des dynamischen Verhaltens der Anodenversorgung und desAusgangssignals des „Original“-Bassmans bei Beaufschlagung mit einem 1kHz-Sinusburst mit einerWiederholrate von 0,5 Hz wurde bei dem nun mit dem Low-Noise-Netzteil versorgtem Verstärkerwiederholt.


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Zunächst wurde der Verstärker so weit ausgesteuert, daß er noch im „cleanen“ Bereich arbeitet:Für alle Messungen gilt: Tastkopf 1 zu 100, GND-Potential in der Bildschirmmitte

Mit „Original“-Netzteil Mit Low-Noise-Netzteil

Ausgangssignal an 2 Ohm-Dummy-Load

Anodenversorgungsspannung Endstufe

Spannung „hinter“ der Siebdrossel des Bassman

Man erkennt, daß die Verläufe der Versorgungsspannungen sehr ähnlich sind, bei der Versorgung mitdem Low-Noise-Netzteil fehlt natürlich der 100 Hz-Brumm, man erkennt aber auch, besonders an deruntersten Kurve, das „langsame Nachsacken“ der Spannung aufgrund des Innenwiderstandes derder Triodenstufe vorgelagerten Versorgungsbaugruppe.


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Die Aussteuerung wurde nun soweit erhöht, daß bereits ein Clipping stattfindet, aber noch kein„vollständiges Rechtecksignal“ aus dem Verstärker kommt.



Ausgangssignal an 2 Ohm-Dummy-Load, zeitlich gedehnt



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Die Aussteuerung wurde weiter erhöht, bis in den „harten“ Overdrive hinein.



Ausgangssignal an 2 Ohm-Dummy-Load, zeitlich gedehnt



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Spannung „hinter“ dem ersten Siebwiderstand des Bassman

Auch bei diesen Aussteuerungen zeigt sich eine weitgehende Ähnlichkeit der Kurvenformen.

Der abschließende klangliche Test wurde bereits beschrieben.

Der Test der anderen Komponenten des Netzteils

Die anderen Komponenten des Netzteils arbeiteten wie erwartet. Lediglich zeigte sich die negativeGittervorspannung für die Bassman-Endstufe aufgrund eines Entwurfsfehlers als ein wenig zu gering.Da sich aber aufgrund der anderen Testergebnisse abzeichnete, daß es nicht zum praktischenEinsatz des Low-Noise-Netzteils kommen wird, wurde dieser Punkt nicht mehr betrachtet.

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