Der Transistor als Schalter...2 Der Transistor als Schalter Abb. 5.1: Mechanischer Schalter als...

5Der Transistor als Schalter

In diesem Kapitel sollen Anwendungen von Transistoren in digitalen Schaltungenuntersucht werden. Beispielhaft wird die Entwicklung eines Inverters besprochen.Anhand dieses Beispiels wird gezeigt, in welcher Art ein Entwurfsprozess etwaablaufen kann. Das Wissen um den Entwurfsprozess und die dabei angewandtenMethoden und Denkweisen ist dabei viel wichtiger als die genaue Kenntnis derresultierenden Schaltungen.

5.1 Entwicklung eines Inverters

5.1.1 Der Transistor als Schalter-Ersatz

Die nachstehende Schaltung (Abbildung 5.1) stellt einen Inverter dar, der von Handmit einer Taste S betätigt wird. Bei gedrückter Taste ist die Ausgangsspannunggleich Null (die Ausgangsklemme ist über den geschlossenen Schalter niederohmigmit Masse verbunden). Wenn die Taste nicht gedrückt ist, so ist die Ausgangs-klemme über den Widerstand R mit der Betriebsspannung verbunden. Bei hinrei-chend hochohmiger Belastung am Ausgang ist also die Ausgangsspannung etwagleich der Betriebsspannung UCC.

2 Der Transistor als Schalter

Abb. 5.1: Mechanischer Schalter als Inverter

Will man nun das mechanisch betätigte Bauelement, also den Schalter, durch einelektronisches Bauelement ersetzen, so muss man sich zunächst darüber im Klarensein, was das zu ersetzende Bauelement für Eigenschaften hat. Den Schalter könnenwir durch die in Abbildung 5.2 gezeigten Kennlinien beschreiben.

Abb. 5.2: Kennlinien eines Schalters

Bei offenem Kontakt ist der Strom gleich Null, unabhängig von der Spannung. Beieinem realen Schalterkontakt darf aber sicher die Spannung nicht beliebig grosswerden, da sonst ein Überschlag auftreten wird. In unserer Anwendung wird dieSpannung über dem Kontakt sicher nie negativ. Die entsprechende Kennlinie fürden offenen Schalterkontakt ist deshalb auch nur in dem Bereich ausgezogengezeichnet, in dem der Schalter in unserer Schaltung betrieben wird. Der unbe-nutzte Kennlinienteil ist gestrichelt gezeichnet. Analog gelten die gleichen

+UCC

R

UaS

I

U

S geschlossen

S offen

5.1 Entwicklung eines Inverters 3

Bemerkungen für die Kennlinie des geschlossenen Schalterkontaktes; hier ist beieinem realen Schalter der maximal zulässige Strom ebenfalls begrenzt.

Abb. 5.3: Transistor- und Schalter-Kennlinien

Bei der Betrachtung des Ausgangskennlinienfeldes eines Transistors stellt mansofort fest, dass die Kennlinie mit IB = 0 genau der Kennlinie des offenen Schal-terkontaktes entspricht, wenn man die Kollektor-Emitter-Strecke als Schalteräqui-valent betrachtet. Die Ausgangskennlinie mit IB = 100 µA entspricht dann etwa derKennlinie des geschlossenen Schalters. Man kann also einen mechanischen Schal-terkontakt ohne weiteres durch einen Transistor ersetzen, wenn sichergestellt wird,dass gewisse physikalische Grenzen (Durchbruchspannung bzw. maximaler Strom)nicht überschritten werden. Vergleichbare Grenzen hat man aber auch beim mecha-nischen Kontakt, so dass diese Forderung keine große Einschränkung bedeutet.

Abb. 5.4: Grundschaltung eines Inverters

Die Schaltung von Abbildung 5.4 bildet also einen Inverter. Bei einer hinreichendgrossen Eingangsspannung Ue fliesst Basisstrom und der Transistor leitet. Damitwird die Ausgangsspannung sehr klein. Umgekehrt wird bei hinreichend kleiner

UCE

IC

5

10

15mA

5 10 15 20V

IB = 0

IB = 20µA

IB = 40µA

IB = 60µA

IB = 80µA

IB = 100µA

+UCC

RC

RBUa

Ue


Eingangsspannung der Transistor sperren und der Ausgang ist über den WiderstandRC mit der Betriebsspannung verbunden. Die etwas schwammigen Begriffe “hin-reichend gross” bzw. “hinreichend klein” müssen noch präzisiert werden. Dazubetrachten wir einen abstrakten Inverter, wie er in Abbildung 5.5 gezeigt wird.

Abb. 5.5: Abstrakter Inverter

Das Verhalten eines Inverters lässt sich durch folgende Beziehungen formalbeschreiben:

! Für eine Eingangsspannung Ue kleiner oder gleich einer vorgegebenen Schranke UL gilt der Eingang als im Zustand Low (L) befindlich. Die Aus-gangsspannung Ua muss dann entsprechend grösser oder gleich einer ebenfalls vorgegebenen Schranke UH sein; der Ausgang des Inverters befindet sich dann im Zustand High (H).

! Für eine Eingangsspannung Ue grösser oder gleich der Schranke UH gilt der Eingang als im Zustand High (H) befindlich. Die Ausgangsspannung Ua muss dann entsprechend kleiner oder gleich der Schranke UL sein; der Ausgang befindet sich dann im Zustand Low (L).

! Die Schranke UH muss grösser sein als die Schranke UL.

Nun geht es noch darum, sinnvolle Werte für die Schranken UL und UH fest-zusetzen. Wenn bei einem Silizium-Transistor bei Raumtemperatur die Basis-Emit-ter-Spannung UBE kleiner als etwa 0.4 V wird, so nimmt der Kollektorstrom ICnahezu unmessbare kleine Werte an: der Transistor ist gesperrt. Die Schwelle ULkann also auf 0.4 V festlegt werden. Bei der Festsetzung von UH muss noch berück-sichtigt werden, dass der Ausgang eines Inverters im allgemeinen wieder Eingängevon anderen Invertern bzw. ähnlichen Schaltungen treibt. Wenn bei gesperrtemTransistor am Ausgang Strom fliesst, so sinkt die Ausgangsspannung natürlichunter die Betriebsspannung ab. Daher darf die Schwelle UH nicht zu hoch angesetztwerden; ein Wert von 2 V scheint angemessen.

5.1.2 Elementare Inverterstufe

Für die Dimensionierung der Inverter-Schaltung von Abbildung 5.6 kann mandavon ausgehen, dass der Kollektorstrom IC beim leitenden Transistor durch dieBetriebsspannung und den Kollektorwiderstand gegeben ist.

INVERTER

Ue Ua


Abb. 5.6: Invertergrundschaltung

Damit dieser Kollektorstrom auch wirklich fliessen kann, muss der Transistor einennotwendigen Basisstrom IB0 bekommen

In einem Experiment wollen wir ermitteln, wie sich die Ausgangsspannung desInverters verhält, wenn am Eingang ein Basisstrom fliesst, der grösser ist als dereben definierte notwendige Basisstrom. In der folgenden Abbildung 5.7 findet mandas Resultat dieser an einem Transistor des Typs 2N2219A durchgeführten Messun-gen für einen Bereich des Basisstroms, der sich bis zum sechsfachen des notwendi-gen Basisstromes erstreckt.

Abb. 5.7: Einfluss des Sättigungsfaktors m

+UCC

Ue

RB IB

UBE

RC

IC

Ua

ICUCCRC

-----------= IB0ICβ-----

UCCβ RC⋅---------------= =

m = IB/IB0

Ua = UCE

1 2 3 4 5 6

0.5V

1.0V


Man erkennt, dass in der Umgebung von m=1, wenn also nur gerade der notwen-dige Basisstrom fliesst, die Spannung sehr stark ansteigt, wenn der Basisstrom auchnur um sehr wenig sinkt. Bei einem grösseren überschüssigen Basisstrom nimmtdie Ausgangsspannung noch etwas ab; es ist damit auch sichergestellt, dass dieAusgangsspannung nie über den Wert von UL ansteigt. Wenn die Situation eintritt,dass der Basisstrom grösser ist als für den fliessenden Kollektorstrom notwendig,spricht man von Sättigung (engl. saturation). Das Verhältnis von tatsächlichemBasisstrom zu notwendigem Basisstrom wird dann auch Sättigungsfaktor mgenannt. Die in dieser Betriebsart auftretende Kollektor-Emitter-Spannung heisstSättigungsspannung UCEsat.

Die Sättigung eines Transistors ist aufgrund einiger Symptome erkennbar:

! Der Kollektorstrom ist nicht mehr vom Basisstrom abhängig, sondern wird nur noch durch die äussere Beschaltung festgelegt.

! Die Kollektor-Emitter-Spannung ist sehr klein.

Massgebend für den Eintritt der Sättigung ist aber eine Erscheinung, die nurindirekt beobachtet werden kann:

Beim gesättigten Transistor leitet die Kollektor-Basis-Diode in Flussrichtung.

Wir werden diese Behauptung später noch an einigen Beispielen verifizieren.

Man wird also die Inverterschaltung so dimensionieren, dass auch unterunglücklichsten Umständen (kleinste zulässige Eingangspannung und kleinstemögliche Stromverstärkung $) noch ein Sättigungsfaktor m von mindestens 5eingehalten wird. Die kleinste Eingangsspannung, die den Transistor noch zumLeiten bringen muss, ist die Schwellenspannung UH. Wir erhalten damit für denBasisstrom folgende Beziehungen:

Diese Beziehung kann nun noch nach dem Basisvorwiderstand RB aufgelöst wer-den:

IBUH UBE–

RB-------------------------

m UCC⋅

βmin RC⋅-----------------------≥=

RBβmin RC UH UBE–( )⋅ ⋅

m UCC⋅----------------------------------------------------------≤


Zahlenbeispiel

Man dimensioniere einen Inverter mit 5 V Betriebsspannung, Transistor BD237($ $ 25, UBEsat = 0.7 V), Kollektorstrom . 5 mA, Sättigungsfaktor m $ 5. Dievereinbarten Schwellspannungen seien UH = 2 V und UL = 0.4 V. Für denKollektorwiderstand RC folgt sofort ein Wert von 1 kS. Für denBasisvorwiderstand RB erhält man als obere Grenze 1300 S. Wir wählen dennächsttieferen Normwert aus der Reihe E12, nämlich 1.2 kS. Damit erhalten wirdie folgende Schaltung:

Abb. 5.8: Dimensionierte InverterstufeExperimentAufbau der Schaltung (Abbildung 5.8) und Messung von Ein- und Ausgangsspan-nung mit dem Oszilloskop. Als Eingangsspannung diene die Trigger-Ausgangs-spannung eines Funktionsgenerators (TTL-kompatibler Ausgang). Die gemessenenSpannungsformen sind auf dem KO-Bild Abbildung 5.9 dargestellt.

Abb. 5.9: Spannungsverläufe beim Inverter mit BD237

5V

BD2371k2

1k

Ue

Ua

-10V

-8V

-6V

-4V

-2V

0V

2V

4V

6V

5µs/DIV

Ue(t)

-2V

0V

2V

4V

6V

8V

10V

12V

14VUa(t)


Wir erkennen, dass man diesen Transistor zwar relativ rasch vom sperrenden in denleitenden Zustand bringen kann, dass es aber ziemlich lange dauert, bis der Transis-tor vom leitenden in den sperrenden Zustand gebracht werden kann. In der fol-genden - etwas übertrieben gezeichneten - Abbildung 5.10 sind die bei einemInverter auftretenden Schaltzeiten definiert.

Abb. 5.10: Definition der Schaltzeiten

ts = Speicherzeit (storage time)tr = Anstiegszeit (rise time)td = Verzögerungszeit (delay time)tf = Abfallzeit (fall time)

In unserer Darstellung sind die Bezeichnungen für die verschiedenen Zeiten auf dieAusgangsspannung bezogen; in der Literatur werden dieselben Bezeichnungenauch auf den Kollektorstrom IC angewandt, dabei tauschen aber Anstiegs- undAbfallzeit ihre Bedeutung.

Auffällig bei den gemessenen Spannungsverläufen (Abbildung 5.9) ist die sehrgroße Speicherzeit ts, die mehr als 10 µs beträgt. Sie ist eine Folge der Sättigung,weil dabei die Kollektor-Basis-Diode leitend wird. Bevor der Transistor sperrenkann, müssen die Ladungsträger aus diesem leitenden pn-Übergang entfernt wer-den, was einige Zeit dauert, wie wir bereits bei der Untersuchung des dynamischenVerhaltens der Dioden gesehen haben. Es handelt sich beim hier im Versuch ver-wendeten Transistor nicht um einen schnellen Schalttransistor, sondern um einenLeistungstransistor, also etwa das Äquivalent zur Gleichrichterdiode.

ts tr td tf

U

t

90%

10%

Ue(t) Ua(t)


Wenn man davon ausgeht, dass die geschilderten Effekte die Schuld an der Spei-cherzeit tragen, muss man sich überlegen, durch welche schaltungstechnischenMassnahmen diese Speicherzeit verkürzt werden könnte. Es sollen hier nur zweimögliche Ideen angedeutet werden:

Beschleunigungs-Kondensator

Falls ein grosser negativer Basisstrom fliessen könnte, würde die Kollektor-Basis-Diode schneller ausgeräumt und der Transistor würde wesentlich schneller sperren.Dieses Konzept wird durch einen Kondensator parallel zum Basisvorwiderstandrealisiert. Man überlege sich selbst die genaue Funktionsweise und führe entspre-chende Experimente durch.

Schottky-Diode

Man kann das Problem auch so anpacken, dass man verhindert, dass die Kollektor-Basis-Diode jemals leitet, dass man also den Eintritt der Sättigung verhindert. DieSchottky-Diode unterscheidet sich von gewöhnlichen Dioden einerseits durch dasvöllige Fehlen einer Speicherladung und anderseits durch eine wesentlich tiefereFlussspannung, die nur etwa 0.3 ... 0.4 V beträgt. Wenn nun eine solche Schottky-Diode parallel zur Kollektor-Basis-Diode des Schalttransistors geschaltet wird(Abbildung 5.11), so kann die CB-Diode gar nicht mehr ins Leiten kommen, da dieSchottky-Diode dank ihrer wesentlich tieferen Flussspannung zuerst leitet. DerTransistor nimmt sich genau den Basisstrom, den er benötigt, um voll zu leiten; derrestliche hineingepumpte Basisstrom fliesst durch die Schottky-Diode.

Abb. 5.11: Inverter mit Schottky-Diode

Die Ausgangsspannung des Inverters im Zustand Low (Transistor leitend) wirdetwas höher, da die Ausgangsspannung etwa gleich der Differenz der Flussspan-nungen der Basis-Emitterdiode und der Schottky-Diode ist. Beim Betrachten dergemessenen Spannungsverläufe (Abbildung 5.12) fällt sofort auf, dass die Spei-cherzeit nun praktisch verschwunden ist:

+5V

BD2371k2

1k

Ue

BAT81 Ua


Abb. 5.12: Spannungsverläufe beim Inverter mit Schottky-Diode

Das Messresultat zeigt, dass die Hypothese für die Speicherzeit richtig war. Auchdie Vermutung betreffend die leicht erhöhte Ausgangsspannung im Low-Zustandwird durch die Messung bestätigt.Anregung: Aufbau und Test der Schaltung mit der Schottky-Diode 1N5819. Manbeachte vor allem die Anstiegszeit und suche eine Erklärung dafür. Dazu noch einHinweis: Die 1N5819 ist eine Gleichrichterdiode mit einer Sperrschichtkapazitätvon ca. 150 pF.Das Verfahren mit der Schottky-Diode hat in der Elektronik eine große Bedeutungerlangt. Die schnellsten Logik-Familien, die mit bipolaren Transistoren aufgebautsind, beruhen auf dieser Technik (Schottky-TTL-Technik mit den Reihen 74Sxx,74LSxx, 74ASxx, 74ALSxx etc.). Die Schottky-Diode kann leicht zusammen mitdem Transistor in integrierter Technik hergestellt werden und benötigt sehr wenigChip-Fläche. Man spricht dann auch kurz von Schottky-Transistoren und zeichnetauch nur ein Symbol dafür, obwohl man streng genommen immer die KombinationTransistor und Schottky-Diode meint (Abbildung 5.13).

Abb. 5.13: Schottky-Transistor

-10V

-8V

-6V

-4V

-2V

0V

2V

4V

6V

5µs/DIV

Ue(t)

-2V

0V

2V

4V

6V

8V

10V

12V

14VUa(t)


Für die folgenden Schaltungen wollen wir wieder auf die Schottky-Technik ver-zichten, dafür aber einen Transistor einsetzen, der für diese Aufgabe besser geeig-net ist, nämlich den npn-Universal-Transistor 2N2219A. Die bei diesem Transistorauftretenden Speicherzeiten sind für uns hinreichend klein und sollen nicht weiterbeachtet werden.

Abb. 5.14: Inverter mit kapazitiver Last

In der Schaltung von Abbildung 5.14 wurde noch ein Last-Kondensator eingefügt.Dieser Kondensator soll die am Ausgang eines Inverters unvermeidlich auftretendeLastkapazität simulieren. Eine kapazitive Belastung kommt vor allem bei ange-schlossenen Leitungen vor (z.B. Koaxialkabel mit ca. 100 pF/m), aber auch lange,parallel geführte Leiterbahnen auf einem Print (z.B. Bus-Leitungen) führen zu rela-tiv grossen kapazitiven Belastungen. Der Lastkondensator ist mit 1 nF sicher über-trieben gross gewählt, dafür sind aber die auftretenden Effekte auch deutlichersichtbar.

Entsprechend der grösseren Stromverstärkung des 2N2219A ($ > 75) wurde derBasiswiderstand auf 3.3 kS vergrössert; im übrigen blieb die Schaltungunverändert. Die Messresultate (Abbildung 5.15) zeigen, dass vor allem dieansteigende Flanke einen exponentiellen Verlauf hat. Dieses Verhalten ist leichtverständlich, wenn man bedenkt, dass der Transistor sperrt und damit der Lastkon-densator nur über den Kollektorwiderstand auf die Betriebsspannung aufgeladenwird. Entsprechend erhält man auch für die Zeitkonstante J = RC · CL = 1 kS · 1 nF= 1 µs, was man in der Abbildung leicht verifizieren kann.

Die Steilheit der fallenden Flanke der Ausgangsspannung kann durch folgendeÜberlegung ermittelt werden: Die auf die Betriebsspannung aufgeladene Lastka-pazität muss über den Transistor entladen werden. Da der Transistor erst sättigt,wenn seine Kollektor-Emitterspannung praktisch Null geworden ist, wird der Kol-lektorstrom durch $ · IB definiert. Da dieser Wert mindestens m-mal (m = Sät-tigungsfaktor) grösser ist als der Strom durch RC (und dieser also vernachlässigt

+5V

2N2219A

3k3

1k

Ue

Ua

CL=1nF


werden kann), kann der ganze Strom zur Entladung des Kondensators verwendetwerden.

Abb. 5.15: Spannungsverlauf mit kapazitiver Last

Wir erhalten also eine linear fallende Flanke, deren Steilheit durch die folgendeBeziehung gegeben ist:

Die Flankensteilheit ist offensichtlich proportional zur Stromverstärkung der ver-wendeten Transistoren und umgekehrt proportional zur Lastkapazität.

Ein weiterer Nachteil dieser Schaltung ist die starke Abhängigkeit der Ausgangs-spannung von einem angeschlossenen Lastwiderstand (z.B. Eingangswiderstandeiner nachfolgenden Stufe) im Zustand High. Diesen Nachteil kann man durch eineErgänzung der Inverterstufe durch einen zusätzlichen Transistor beheben. Gleich-zeitig wird dabei auch das Problem mit der exponentiell ansteigenden Flankegelöst.

-10V

-8V

-6V

-4V

-2V

0V

2V

4V

6V

5µs/DIV

Ue(t)

-2V

0V

2V

4V

6V

8V

10V

12V

14VUa(t)

C dUdt------- β IB dU

dt-------β IB⋅

C-------------≈→⋅≈⋅


5.1.3 Inverter mit Emitterfolger

Betrachten wir die folgende, durch einen sogenannten Emitterfolger ergänzteInverterschaltung:

Abb. 5.16: Inverter mit Emitterfolger

Falls der Transistor T1 leitet (Eingang ist im Zustand High), liegt die Basis von T2praktisch an Masse, d.h. der Transistor T2 sperrt und damit ist die Ausgangsspan-nung Ua = 0, also sicher im Zustand Low.

Etwas komplizierter liegen die Verhältnisse bei sperrendem Transistor T1. Indiesem Fall können wir bei vernachlässigtem Lastwiderstand RL mit Hilfe desMaschensatzes ansetzen:

Mit den Beziehungen IC2 = $ · IB2 und IC2 . IE2 = Ia erhalten wir für die Aus-gangsspannung in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom:

Das ist die Gleichung eines linearen aktiven Zweipols mit der eingeprägten Span-nung UCC - UBE2 und dem Innenwiderstand Ri = RC / $. Die gewöhnliche Inverter-schaltung bildet bei gesperrtem Transistor einen aktiven Zweipol mit derLeerlaufspannung UCC und dem Innenwiderstand RC.

UCC

RB

RC

RECL

RL

T1

T2

IB2

IC2

Ue Ua

Ua UCC UBE2– IB2 RC⋅–≈

Ua UCC UBE2–( ) IaRCβ

-------⋅–≈


Im Zustand High am Ausgang können die beiden Inverterstufen durch die fol-genden Ersatzschaltungen beschrieben werden (Abbildung 5.17):

Abb. 5.17: Ersatzschaltung ohne (a) und mit (b) Emitterfolger am Ausgang

Richtig deutlich wird der Unterschied, wenn man die Ausgangskennlinien für beideFälle aufzeichnet, wie das in Abbildung 5.18 gemacht wurde. Dabei wurden die fol-genden Annahmen getroffen: UCC = 5 V, RC = 1 kS, $ = 100.

Abb. 5.18: Ausgangskennlinien

Man erkennt sehr klar, dass durch den Einsatz des Emitterfolgers die Aus-gangsspannung praktisch unabhängig von der Belastung wird; der Innenwiderstandist um die Stromverstärkung kleiner geworden.

Nun muss noch der Einfluss des Emitterfolgers auf die Steilheit der steigendenFlanke des Inverters bei kapazitiver Belastung untersucht werden, die schlechteAnstiegszeit (Exponentialfunktion) war ja eigentlich der Hauptgrund für den Ver-such einer Schaltungsverbesserung. Da bei der ansteigenden Flanke der eigentlicheInverter-Transistor gesperrt ist, ist die massgebende Zeitkonstante das Produkt ausLastkapazität und Ausgangswiderstand. Da wir durch Einführung des Emitterfol-gers den Ausgangswiderstand massiv verkleinert haben, dürfte also die Anstiegzeitgegenüber dem einfachen Inverter ebenfalls um die Stromverstärkung $ kleiner

UCC UCC - UBE

RC RC/β

a) b)

U

I

5V

4

3

2

1

1 2 3 4 5mA

ohne Emitterfolgermit Emitterfolger


werden; mit den damals getroffenen Annahmen (CL = 1 nF, RC = 1 kS, $ = 100)resultiert eine Zeitkonstante von J = RC · CL / $ = 10 ns, d.h. diese Zeitkonstanteverschwindet gegenüber den anderen Schaltzeiten.

Insofern hat also die Inverterschaltung mit nachgeschaltetem Emitterfolger alleunsere Erwartungen erfüllt: Die ansteigende Flanke sollte sehr steil sein und dieAusgangsspannung im Zustand High sollte praktisch lastunabhängig sein. EinTestlauf mit RL = 4, RC = 1 kS, RE = 10 kS und CL = 1 nF liefert die in Abbildung5.19 gezeigten Spannungsverläufe. Der Widerstand RE ist ja nur dazu da, dass derEmitter nicht einfach in der Luft hängt; sein Wert ist an sich unkritisch.

Abb. 5.19: Verbesserter Inverter bei kapazitiver Belastung

Die ansteigende Flanke ist wie erwartet nun sehr steil, aber mit Schrecken stellenwir fest, dass jetzt die fallende Flanke, die früher beim einfachen Inverter sehr steilwar, exponentiell und sehr gemütlich gegen Null läuft. Der Grund für dieses Ver-halten liegt darin, dass bei leitendem Transistor T1 der Emitterfolger T2 sperrt;damit kann sich der Lastkondensator CL nur über den Emitterwiderstand REentladen, was zu einer entsprechend grossen Zeitkonstanten führt.

Jetzt drängt sich natürlich die Frage auf, ob es nicht möglich wäre, die Vorteile derbeiden Schaltungen (niederohmiger Pfad vom Ausgang gegen Masse beim gewöhn-lichen Inverter, niederohmiger Pfad von Ausgang zur Betriebsspannung beimInverter mit Emitterfolger) zu kombinieren.

-10V

-8V

-6V

-4V

-2V

0V

2V

4V

6V

5µs/DIV

Ue(t)

-2V

0V

2V

4V

6V

8V

10V

12V

14VUa(t)


Abb. 5.20: Kombinierte Schaltung

Durch den geschickten Einsatz einer Diode (Abbildung 5.20) erreicht man diesegewünschte Kombination. Im Zustand High sperrt T1 und der Transistor T2 stellteine niederohmige Verbindung mit der Betriebsspannung sicher (Innenwiderstandetwa RC / $). Im Zustand Low leitet T1 und verbindet den Ausgang über die Diodeniederohmig mit Masse; T2 sperrt.

Diese Schaltung vereint offensichtlich alle Vorzüge und soll deshalb auch nocheinem Test unterzogen werden. Die Resultate, wieder mit kapazitiver Belastung,sind in Abbildung 5.21 gezeigt.

Abb. 5.21: Spannungsverläufe beim kombinierten Inverter

T1

T2

RB

RC

UCC

-10V

-8V

-6V

-4V

-2V

0V

2V

4V

6V

5µs/DIV

Ue(t)

-2V

0V

2V

4V

6V

8V

10V

12V

14VUa(t)


Einen Nachteil weist diese Schaltung trotz ihrer Schnelligkeit noch auf: Die Aus-gangsspannung im Zustand Low ist klar grösser als unsere früher definierteSchwelle UL = 0.4 V. Der Ausgang unseres Inverters wäre also nicht in der Lage,einer weiteren angeschlossenen Inverterstufe ein sauberes Low zu liefern.

Wir müssen deshalb die Schwelle UL neu definieren. Dazu muss aber auch dieSchaltung noch etwas geändert werden, damit der Transistor bei diesem höherenLow-Pegel noch sicher sperrt. Eine Möglichkeit besteht darin, am Eingang einfacheinen Spannungsteiler vorzuschalten (Abbildung 5.22).

Abb. 5.22: Endgültige Schaltung

Für die Dimensionierung geht man davon aus, dass über dem Widerstand R2 beimleitenden Transistor immer die Basis-Emitter-Spannung UBE . 0.7 V liegt. Diekleinste zulässige Eingangsspannung ist UH; also liegt mindestens die Spannungs-differenz UH - UBE über dem Widerstand R1. Damit lässt sich der Basisstrom vonT1 berechnen:

Für den gesperrten Transistor muss sichergestellt sein, dass die Spannung UBE auchbei der maximal zulässigen Eingangsspannung UL kleiner als 0.4 V ist, damit derTransistor sicher sperrt. Bei als gesperrt angenommenem Transistor liegt aber einunbelasteter Spannungsteiler vor, für den wir die folgende Ungleichung ansetzenkönnen:

UCC

T2

T1

R2

R1

RC

IBUH UBE–

R1-------------------------

UBER2

-----------m IC⋅

βmin--------------≥–≈

UL R2⋅

R1 R2+------------------- 0.4V≤


Diese beiden Ungleichungen können nun nach R1 und R2 aufgelöst werden. Bei derendgültigen Bemessung der Widerstände (Runden auf Normwerte) muss sicherge-stellt sein, dass die obigen Ungleichungen erfüllt sind.

Anregung: Man dimensioniere eine Inverterschaltung wie in Abbildung 121 unterfolgenden Annahmen: UCC = 12 V, IC . 5 mA (±10%), Transistor 2N2219A ($ >75), UL = 3 V, UH = 8 V, Sättigungsfaktor m $ 5. Die dimensionierte (WiderständeReihe E12) Schaltung soll aufgebaut und die Einhaltung der Schwellen-Spannun-gen UL und UH nachgeprüft werden.

Eine zweite Möglichkeit, die Schwellspannung UL anzuheben, ist in Abbildung5.23 gezeigt:

Abb. 5.23: Alternative Schaltung

Bei dieser Variante kann UL nicht beliebig angenommen werden; bei einer Ein-gangsspannung von ca. 1.2 V werden die Transistoren T3 und T1 leiten. Wenn manwieder für beide Transistoren, deren Basis-Emitter-Strecken in Serie liegen, einezulässige Spannung von je 0.4 V ansetzt, so kann man davon ausgehen, dass beieiner Eingangsspannung von weniger als 0.8 V die beiden Transistoren T3 und T1sicher sperren. Für UL ergibt sich daraus eben dieser Wert von UL = 0.8 V. DerTransistor T2 arbeitet in diesem Fall als Emitterfolger; die Ausgangsspannung istwieder weitgehend lastunabhängig und beträgt etwa Ua = UCC - UBE2 - UF. DieAusgangsspannung im Zustand High ist also etwa um die Flussspannung der Diodekleiner als bei der Schaltung von Abbildung 5.22.

Die Schwelle UH kann wieder weitgehend willkürlich festgelegt werden; wirwählen z.B. 2.4 V. Wenn wir für voll leitende bzw. gesättigte Transistoren für UBEeinen Wert von maximal 0.7 V ansetzen, kann bei einer Eingangsspannung UH dasPotential an der Basis von T3 (UB3) höchstens einen Wert von 1.4 V haben; dasEmitterpotential des selben Transistors (UE3 = UB1) kann höchstens 0.7 V betragen.Der Basisstrom von T3 (IB3) beträgt demnach IB3 = (UH - 1.4 V)/RB. Der Transistor

UCC

T3

T1

T2

RE

RC

RB

5.2 NAND-Glieder 19

T3 sollte gesättigt sein; seine Kollektor-Emitterspannung beträgt dann etwa UCEsat= 0.2 V. Das Basispotential von T2 liegt dann auf 0.9 V; damit T2 leiten könnte,müsste es aber mindestens 1.5 V betragen (UCEsat + UF + UBE2 = 0.2 V + 0.7 V +0.6 V). Der Transistor T2 sperrt also mit Sicherheit. Damit erhält man für denKollektorstrom von T3: IC3 = (UCC - UB2)/RC. Damit die Sättigungsbedingungeingehalten werden kann, muss für den Basisstrom IB3 gelten: IB3 $ m·IC3/$min.Der Widerstand RE muss gemäss folgender Vorschrift gewählt werden: 0.7 V/RE +IB1 # IC3. Der Strom IB1 muss dabei so gross gewählt werden, dass T1 bei einemspezifizierten Laststrom sicher gesättigt ist. Aus den bisher aufgeführten Gleichun-gen können die Widerstände bestimmt werden, nachdem z.B. der Strom IC3 gewähltwurde.

Gegenüber der Schaltung von Abbildung 5.22 hat die hier besprochene Schaltungwie bereits erwähnt eine etwas tiefere Ausgangsspannung im Zustand High, dafüraber auch eine um denselben Wert kleinere Ausgangsspannung im Zustand Low.Diese ausgereifte Schaltungsvariante hat sich in der Praxis durchgesetzt; die End-stufe mit den Transistoren T1 und T2 und der Diode wird auch als Totem-Pole-Stufebezeichnet.

5.2 NAND-Glieder

5.2.1 NAND-Glied mit Dioden und Inverter

Aus dem eben behandelten Inverter soll nun als logische Verknüpfung ein NAND-Glied abgeleitet werden. Aus der Digitaltechnik ist ja bekannt, dass sich jede belie-bige kombinatorische logische Funktion durch ausschliessliche Verwendung vonNAND-Gliedern realisieren lässt; sogar Flip-Flops können durch NAND-Gliedererzeugt werden. Wenn man also ein NAND-Glied realisiert, so hat man alle denk-baren Logikschaltungen realisiert. In der Schaltung in Abbildung 5.24 wurde derInverter durch ein vorgeschaltetes Dioden-Netzwerk ergänzt, das die NAND-Funk-tion erzeugt.Falls der Eingang A oder der Eingang B auf einem Potential < UL = 0.8 V liegt,fliesst der Strom durch RB aus dem entsprechenden Eingang heraus; die Diode D3und damit T3 und in der Folge auch T1 sperren. Der Ausgang der Schaltung istsomit im Zustand High. Sind hingegen beide Eingänge (A und B) im Zustand High,so sperren die Dioden D1 und D2 und der Strom durch RB fliesst über D3 in dieBasis von T3. Damit werden die Transistoren T3 und T1 gesättigt (T2 sperrt) und derAusgang ist im Zustand Low. Aus diesen Zusammenhängen ergibt sich, dass der


Ausgang C unter der Annahme einer positiven Logik (Low 6 0, High 6 1) dieNAND-Verknüpfung der Eingänge A und B darstellt: C = !(A & B).

Abb. 5.24: NAND-Glied mit Dioden als Inverter

Mitte der 60-er-Jahre gelang es, diese Schaltung zu integrieren, womit eigentlichder Siegeszug der Digitaltechnik begann. Bei der Integration wurde ein neuesBauelement - der Multi-Emitter-Transistor - eingeführt; die entstandene Technolo-gie wurde TTL1-Technik genannt.

5.2.1 NAND-Glied in TTL-Technik

Abb. 5.25: NAND-Glied in TTL-Technik

Man erkennt, dass an die Stelle der Dioden in der Schaltung Abbildung 5.24 nun einMulti-Emitter-Transistor getreten ist. Eine kurze Analyse zeigt, dass dieser Transis-tor eigentlich gar nie als Transistor arbeiten kann; der Kollektorstrom ist ja gleichdem negativen Basisstrom von T3, es kann also eigentlich gar nie Strom in der

1. TTL, auch T2L genannt, bedeutet Transistor-Transistor-Logik

D1

D2

D3D4

RB RC

RE

T3

T2

T1

UCC

A

B

C

D

RB RC RH

RE

T3

T2

T1

T4

UCC

A

B

C

5.2 NAND-Glieder 21

“richtigen” Richtung fliessen. Man kann aber den Multi-Emitter-Transistor auch alsKombination von pn-Übergängen bzw. Dioden betrachten. Dabei stellt man fest,dass die Schaltungen Abbildung 5.24 und Abbildung 5.25 eigentlich identisch sind.Der geheimnisumwitterte Multi-Emitter-Transistor entpuppt sich bei näherem Hin-sehen als einfache Dioden-Kombination. Die Bezeichnung als Transistor hat trotz-dem ihre Berechtigung, da der Herstellungsprozess derselbe ist wie bei einemTransistor und man gegenüber einer klassischen Integration von Dioden sehr vielChip-Fläche und damit Kosten einsparen kann.

Abb. 5.26: Schnitt durch einen Multi-Emitter-Transistor

Man sieht hier deutlich, dass die ganze “Dioden-Kombination” in Form des Multi-Emitter-Transistors in einer einzigen Insel (siehe Abschnitt 4.4) realisiert werdenkann. Das funktioniert bis zu Transistoren mit acht Emittern.

TTL-Familien

Die bekannteste Reihe von in TTL-Technik gefertigten Logikbausteinen ist dieReihe 74xx (Standard-TTL). Später gesellten sich die auch heute noch weitverbrei-tete Familien 74Sxx bzw. 74LSxx dazu. Der Buchstabe “S” steht dabei fürSchottky-Technik, d.h. die Sättigung der Transistoren wird durch Schottky-Diodenverhindert und damit die Arbeitsgeschwindigkeit der Schaltungen bei gleichemStromverbrauch massiv erhöht. Die Buchstaben “LS” bedeuten Low-Power-Schottky-Technik, also ein Kompromiss zwischen Stromverbrauch und Geschwin-digkeit. Eine Weiterentwicklung der TTL-Technik ist die Advanced-Schottky-Tech-nology (74ASxx bzw. 74ALSxx), die nochmals eine massive Steigerung derGeschwindigkeit brachte. Die in den Bezeichnungen verwendete Kombination “xx”steht für eine Zahl, die dann den Typ des IC’s spezifiziert; als Beispiele seienerwähnt: 7400, 74LS00, ... = 4 NAND-Glieder mit je zwei Eingängen, 7474,74LS74, ... = 2 D-Flip-Flops mit Reset und Clear etc.

C E1 E2 B


Technische Daten

Alle hier angegebenen Werte beziehen sich auf Standard-TTL bei 5 V Betriebs-spannung. Die Bezugsrichtung für die Ströme ist so gewählt, dass in das Bauteilhineinfliessende Ströme positiv gezählt werden. Für die TTL-Reihe sind für dieSchwellspannungen folgende Werte spezifiziert: UL = 0.8 V, UH = 2 V. Weiterewichtige Daten sind:

Eingangsstrom im Zustand High (Ue > 2 V) < 40 µA

Eingangsstrom im Zustand Low (Ue < 0.8 V) < -1.6 mA

Ausgangsspannung im Zustand Low (Ia = 16 mA) < 0.4 V

Ausgangsspannung im Zustand High (Ia = -400 µA) > 2.4 V

Aus diesen Daten ist ersichtlich, dass ein Standard-TTL-Ausgang mindestens 10Standard-TTL-Eingänge zu treiben vermag. Man spricht dann von einem fan out(oder kurz Ausgangs-Verzweigungs-Faktor) von 10. Weitere Informationen sind derSpezial-Literatur1 oder den Datenbüchern zu entnehmen.

In Abbildung 5.27 ist ein Ausschnitt aus einem Datenblatt für Standard-TTL2 gege-ben. In den Kurven sind die verschiedenen Kennlinien mit der Temperatur alsParameter aufgetragen. Die Reihe 74xx ist nur für einen Temperaturbereich von0°C bis 70°C zugelassen, die ausserhalb dieses Bereiches liegenden Temperaturan-gaben beziehen sich auf die im übrigen identische Familie 54xx, die für Tempera-turen zwischen -55°C und 125°C zugelassen ist. Die propagation delay time tpd istder Mittelwert der Schaltverzögerungszeiten beider Flanken; gemessen wird jeweilsbei den 50%-Punkten.

1. E. Kühn: Handbuch TTL- und CMOS-Schaltkreise. Hüthig, Heidelberg 1985A. Shah, M. Saglini, Ch. Weber: Integrierte Schaltungen in digitalen Systemen (Band 1). Birkhäuser, Basel 1977W. Jutzi: Digitalschaltungen. Springer, Berlin 1995.Das TTL-Kochbuch. Texas Instruments Deutschland, Freising 1980.

2. Quelle: TTL Pocket Guide von Texas Instruments

5.2 NAND-Glieder 23

Abb. 5.27: Ausschnitt aus dem Datenbuch

5.2.3 TTL-Inverter mit Tristate-Ausgang

In der Digitaltechnik werden in gewissen Fällen (Bus-Systeme, bidirektionaleDatenübertragungen etc.) Bausteine mit Tristate-Ausgängen verwendet. Diese Aus-gänge können neben High und Low noch einen dritten Zustand annehmen, der “Z”genannt wird und in dem der Ausgang sehr hochohmig ist. Um einen Ausgang indiesen Zustand zu bringen, ist natürlich noch ein Steuersignal, das sog. Enable-Sig-nal notwendig. In TTL-Technik ist die Realisierung von Tristate-Ausgängen sehreinfach. Man muss dazu nur eine einzige - in Abbildung 5.28 fett eingezeichnete -Diode einzufügen, um ein TTL-NAND-Glied in einen Tristate-Inverter umzubauen.


Abb. 5.28: TTL-Inverter mit Tristate-Ausgang

Falls der Eingang EN (der Enable-Eingang) auf High liegt, sperrt die Diode D2 undder Baustein funktioniert als gewöhnlicher TTL-Inverter mit B = !A. Falls EN aufLow liegt, so werden dadurch die Transistoren T2 und T3 gesperrt; damit sperrtauch T1 und der Ausgang wird sehr hochohmig. Das Verhalten dieses Bausteinskann durch die folgende Wahrheitstabelle beschrieben werden:

Für weitere Einzelheiten bezüglich Eigenschaften und Anwendungen von Tristate-Ausgängen sei auch wieder auf die reichhaltige Spezial-Literatur verwiesen.Wenn auch die meisten Bereiche der Digitaltechnik mit Bausteinen der diversenTTL-Reihen oder mit CMOS-Bausteinen abgedeckt werden, so gibt es auch hiernoch einige Anwendungen für aus diskreten Bauteilen aufgebaute Schaltungen.Dazu gehören vor allem Leistungsstufen und Pegelwandler. Solche Stufen sollen imletzten Abschnitt dieses Kapitels noch vorgestellt und besprochen werden.

EN A B

L L Z

L H Z

H L H

H H L

D1

D2

RB RC RH

RE

T3

T2

T1

T4

UCC

EN

A

B

5.3 Leistungsstufen 25

5.3 Leistungsstufen

TTL-Bausteine werden nicht nur verwendet, um logische Verknüpfungen zu reali-sieren; am Ausgang jeder Schaltung soll das Signal etwas bewirken, zum Beispielsollte eine Anzeigelampe oder LED leuchten oder es soll ein Relais anziehen etc.Der Ausgang einer Standard-TTL-Stufe1 ist so beschaffen, dass im Low-Zustandein Strom von höchstens 16 mA in den Ausgang hineinfliessen kann (Senke), imZustand High sollte ein Ausgangsstrom von 400 µA (Quelle) nicht überschrittenwerden. Kleine Lasten (Betriebsspannung # 5 V, Laststrom # 16 mA) können alsodirekt von einem TTL-Ausgang getrieben werden; die Last muss dabei zwischendem Ausgang und der positiven Betriebsspannung liegen (siehe Abbildung 5.29):

Abb. 5.29: a) richtige und b) falsche Anordnung einer Last

Beispiele für derartige Lasten sind einerseits Leuchtdioden (mit einem der Fluss-spannung und dem Strom angepassten Vorwiderstand) und anderseits kleine Relais,wie beispielsweise Reed-Relais2 (Abbildung 5.30). Da es sich bei einer Relais-Spule ungeachtet des relativ hohen ohmschen Widerstandes um eine Induktivitäthandelt, darf die Freilaufdiode nicht vergessen werden, die die TTL-Ausgangsstufevor den im Ausschaltmoment auftretenden Spannungsspitzen schützt. Manchedieser kleinen Relais sind mit eingebauter Freilaufdiode lieferbar (auf richtigePolung achten!).

1. Für die anderen TTL-Familien (LS, AS, ALS etc.) gelten andere Maximalwerte für die Aus-gangsströme; man vergleiche dazu die Datenbücher.

2. Reed-Relais sind Relais, bei denen die Kontakte in einem gasgefüllten Glasröhrchen einge-schmolzen sind, das seinerseits den “Kern” einer Zylinderspule bildet.

& &

+5V

RL

a)

RL

b)


Abb. 5.30: Relais an TTL - Ausgang

5.3.1 TTL-Leistungsstufen mit Open Collector Ausgang

Innerhalb der TTL-Reihen sind Gatter mit speziellen Ausgangsstufen erhältlich,nämlich mit den sogenannten Ausgängen mit offenem Kollektor (open collectoroutput), abgekürzt OC-Ausgang. Der Name wird sofort klar, wenn man die Innen-schaltung sieht:

Abb. 5.31: Schema des Bausteins 7407 (open collector buffer)

Der Kollektor des Ausgangstransistors T4 bildet den Ausgang der Schaltung. Mankann diesen Ausgang nicht ohne weiteres mit dem Eingang einer weiteren TTL-Stufe verbinden, denn die Ausgangssignale sind hier nicht mehr definierte Span-nungspegel, sondern der Ausgangstransistor leitet oder er sperrt. Damit ein OC-Ausgang wieder ein verarbeitbares Signal liefert, muss er über einen sogenanntenpull up Widerstand mit der Betriebsspannung verbunden werden, der den Ausgangbei gesperrtem Transistor zur Betriebsspannung “hochzieht”. Üblicherweise wer-den aber solche OC-Ausgänge als Leistungsstufen verwendet. Die zulässige Kol-lektorspannung beim als Beispiel verwendeten 74071 beträgt immerhin 30 V, dermaximale Strom im Zustand Low etwa 40 mA. Mit einer solchen OC-Stufe könnenalso schon viele (auch grössere) Relais geschaltet werden. Falls noch grössere

&

+5V

Relais: 5V, 500Ω

T1T2

T3

T4

UCC

5.3 Leistungsstufen 27

Spannungen und/oder Ströme gefordert sind, muss man auf externe Schaltungenausweichen.

5.3.2 Darlington-Treiber

Abb. 5.32: Darlington-Treiber

Eine solche externe Treiberstufe gibt es als Multipack (7 Treiber in einem IC) zukaufen: die Reihe ULN200x. Es handelt sich um Darlington-Treiber, so genanntnach der Transistor-Kombination, bei der der Emitterstrom des einen Transistorsden Basisstrom des anderen bildet und so die resultierende Stromverstärkung aufWerte von über 1000 ansteigt. Der Typ ULN2003A hat Eingänge, die an TTL-Schaltungen angepasst sind; der Ausgangstransistor sperrt bis maximal 50 V undder Ausgangsstrom kann maximal 500 mA betragen. Interessant sind die mitinte-grierten Freilaufdioden, die darauf hindeuten, dass der Hersteller das Hauptanwen-dungsgebiet bei Relaistreibern sieht. Von dieser Reihe gibt es auch Typen, die anandere Eingangsspannungsbereiche angepasst sind oder solche, die auch höhereSpannungen (bis 90 V) aushalten.

Für noch grössere Ströme müssen diskrete Schaltungen entwickelt werden, die vomAufbau her unseren bisherigen Inverterschaltungen entsprechen. Für bestimmteZwecke, wie z.B. für die Ansteuerung von Schrittmotoren, sind auch hier integrierteLeistungstreiber verfügbar.

1. Vorsicht! Nicht alle OC-Ausgänge der TTL-Reihe sind mit 30 V und 40 mA belastbar. Injedem Fall ist das detaillierte Datenblatt zu konsultieren.


5.4 Übungsaufgaben und Kontrollfragen

5.4.1 Übungsaufgaben

12. Dimensioniere die nachstehende Schaltung (Abbildung 5.33) unter denfolgenden Annahmen: Transistoren 2N2219A, UCC = 24 V, IC = 2 mA(±10%), Schwellspannungen UL = 2 V, UH = 10 V, Sättigungsfaktor m $ 5.Es dürfen nur Widerstände der Reihe E12 verwendet werden.

Abb. 5.33: Schaltung zu Aufgabe 12

13. Wie gross ist der fan out der Schaltung von Abbildung 5.8 (UL = 0.4 V,UH = 2 V)? Anders gefragt, wie viele gleichartige Eingänge wie sie inAbbildung 5.8 dargestellt sind, kann die Ausgangsstufe maximal treiben?

14. Gegeben: Schaltung


UCC

T2

T1

R2

R1

RC

UCC

T3

T1

T2

RE

RC

RB

5.4 Übungsaufgaben und Kontrollfragen 29

Dimensioniere die Schaltung von Abbildung 5.34 für eine Betriebsspan-nung von 5 V unter der Annahme, dass der Ausgangstransistor T1 maximaleinen Strom von 20 mA schlucken muss. Als Transistoren werden Schalt-transistoren des Typs BSX20 eingesetzt, deren Daten hier gegeben sind:ICmax = 500 mA, 40 # $ # 120. Für die Rechnung gehe man von fol-genden Werten aus: UCEsat # 0.2 V, UBEakt = 0.6 V, UBEsat = 0.7 V,UH = 2.4 V, UL = 0.8 V. Bei gesättigten Transistoren sei der Sättigungsfak-tor m $ 5.

15. Bei der Schaltung von Abbildung 5.35 wurde die Reaktion der Schaltungauf einen Spannungssprung am Eingang von 5 V (steigende Flanke)gemessen.


Die Messung ergab den in Abbildung 5.36 gezeigten Verlauf der Aus-gangsspannung. Man berechne die Stromverstärkung $ des Transistors ausdiesen Angaben.

Abb. 5.36: Verlauf der Ausgangsspannung (Aufgabe 15)

+5V

2N2219A

3k9

1k2

Ue

Ua

CL=10nF


16. Man entwerfe einen Pegelwandler, der TTL-Signale (UL = 0.8 V, UH = 2 V)auf den Bereich 0 .. -12 V umsetzt. Ein High am Eingang soll dabei eineAusgangsspannung von # -8 V bewirken; bei einem Low am Eingang solldie Ausgangsspannung sicher $ -1 V sein. Gesucht ist eine fertigdimensionierte Schaltung, die mit gesättigten Transistoren arbeitet (m $ 5).Es gibt übrigens ausser den npn-Transistoren auch noch pnp-Typen.

17. an analysiere die Wirkungsweise des nachstehend gezeichneten astabilenMultivibrators:

Abb. 5.37: Astabiler Multivibrator

Gesucht ist der Verlauf der Ausgangsspannung, der beiden Basisspannun-gen sowie die Periodendauer des Signals. Zum Knacken dieser Nussempfiehlt es sich, einerseits etwas in der Literatur zu stöbern, anderseitskann auch eine Simulation der Schaltung etwas Licht ins Dunkel bringen.Man kann dann versuchen, die simulierten Spannungsverläufe zu erklärenund so zu allgemeinen Ausdrücken z.B. für die Frequenz zu kommen.

5.4.2 Fragen zur Lernkontrolle

Es wird erwartet, dass die folgenden Fragen ohne im Buch nachzuschlagen beant-wortet werden können.

1. Wozu dient die Festlegung der Spannungen UH und UL?

2. Weshalb muss ein Transistor im Schalterbetrieb mehr Basisstrom bekom-men als für den tatsächlich fliessenden Kollektorstrom notwendig wäre?

3. Welches sind die Kennzeichen der Sättigung?

5V

T1 T2

RC RCRB RB

C CUa

5.4 Übungsaufgaben und Kontrollfragen 31

4. Weshalb kann man durch eine Schottky-Diode die Speicherzeit einer Inver-terschaltung massiv verkleinern?

5. Was ist der Vorteil des Multiemitter-Transistors?

6. Wie gross ist der fan out bei Standard-TTL?

7. Weshalb sollten Lasten am Ausgang von logischen Schaltungen an derBetriebsspannung und nicht an Masse liegen?

Der Transistor als Schalter...2 Der Transistor als Schalter Abb. 5.1: Mechanischer Schalter als...

Documents

Transcript of Der Transistor als Schalter...2 Der Transistor als Schalter Abb. 5.1: Mechanischer Schalter als...