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Hochschule Ulm SS 2014

Fakultät Elektrotechnik und Informationstechnik

Prittwitzstraße 10

89075 Ulm

Entwicklung eines störarmen DC-DC-Resonanzwandlers

für Anwendungen im Kraftfahrzeug

Bachelorarbeit im Labor Nachrichtentechnik

Bernd Hiller

27. Juni 2014

Betreuer: Prof. Dr. R. Münzner

Dipl. Ing. (FH) S. Fuchs

Entwicklung eines störarmen DC-DC Wandlers B. Hiller

2

Danksagung

Ich, Bernd Hiller, möchte mich bei allen Mitarbeitern der Hochschule Ulm für ihre Hilfe bedanken.

Sie haben mich stets unterstützt und standen mir bei allen technischen Fragen mit Rat und Tat zur

Seite.

Ich danke Herrn Kroner, der mir bei Fragen zum Schaltungslayout sehr hilfreich war und für mich

die Herstellung der Platine übernahm. Ebenso bedanke ich mich bei Herrn Fuchs, der mir bei jeder

Frage und jedem Problem hilfreich zur Seite stand.

Die Betreuung dieser Abschlussarbeit hat Herr Prof. R. Münzner aus der Fakultät Elektrotechnik

und Informationstechnik übernommen. Für seine Betreuung und hilfreiche Unterstützung möchte

ich mich ganz herzlich bedanken.


3

Eidesstattliche Erklärung

Hiermit bestätige ich, dass ich diese Arbeit selbstständig und nur mit den angegebenen Quellen und

Hilfsmitteln angefertigt habe. Alle wörtlichen und sinngemäßen Zitate sind in dieser Arbeit als sol-

che kenntlich gemacht.

Ich erkläre weiterhin, dass die vorliegende Arbeit noch nicht im Rahmen eines anderen Prüfungs-

verfahrens eingereicht wurde.

Ulm, den 27. Juni 2014

Bernd Hiller


4

Inhaltsverzeichnis Danksagung .......................................................................................................................................... 2

Eidesstattliche Erklärung ..................................................................................................................... 3

1. Motivation und Aufgabenstellung .................................................................................................... 6

1.1 Motivation .................................................................................................................................. 6

1.2 Aufgabenstellung ....................................................................................................................... 8

2. Schaltungsentwurf und Simulation .................................................................................................. 9

2.1 Grundlegende Funktionen eines Abwärtswandlers .................................................................... 9

2.1.1 Einführung .......................................................................................................................... 9

2.1.2 Wirkungsgrad .................................................................................................................... 10

2.1.3 Grundprinzip ..................................................................................................................... 11

2.1.4 Anwendungen.................................................................................................................... 13

2.2 Resonanz-Konverter................................................................................................................. 15

2.2.1 Aufbau ............................................................................................................................... 15

2.2.2 Vorteile .............................................................................................................................. 16

2.2.3 Resonanzschalter ............................................................................................................... 17

2.2.4 Funktionsweise eines einfachen Resonanzwandlers ......................................................... 18

2.2.5 Full-Bridge-Resonant-Converter ...................................................................................... 19

2.3 Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms ..................................................................... 21

2.4 Schaltvorgänge bei Halbleiterbauelementen ............................................................................ 23

2.4.1 Schaltvorgang bei Dioden ................................................................................................. 23

2.4.2 Schaltvorgang bei MOSFETs ............................................................................................ 25

2.5 Simulation von Wandlern ......................................................................................................... 27

2.5.1 Zero-Current-Quasi-Resonant-Switch (ZCS-QRS) .......................................................... 29

2.5.2 Zero-Voltage-Quasi-Resonanz-Switch (ZVS-QRS) ......................................................... 44

2.5.3 Zero-Voltage-Switching-Multi-Resonant-Switch (ZVS-MRS) ........................................ 51

2.5.4 Zero-Voltage-Quasi-Square-Wave-Wandler (ZVS-QSW) ................................................ 66

2.5.5 Fazit des Vergleichs ........................................................................................................... 73

3. Schaltungsentwurf und Layout ...................................................................................................... 74

3.1 Schaltungsentwurf .................................................................................................................... 74

3.1.1 VCO (Voltage Controlled Oszillator) ................................................................................ 74

3.1.2 Gegentakttreiberstufe ........................................................................................................ 74

3.1.3 ZVS-MRS ......................................................................................................................... 75

3.2 Layout ...................................................................................................................................... 77

4. EMV-Messungen ........................................................................................................................ 80

4.1 Funkstörspannungsmessung..................................................................................................... 82

4.2 Funkstörfeldstärke .................................................................................................................... 84


5

5. Zeitverlauf wichtiger Wellenformen .............................................................................................. 85

6. Zusammenfassung und Ausblick ................................................................................................... 86

6.1 Zusammenfassung .................................................................................................................... 86

6.2 Ausblick ................................................................................................................................... 87

7. Quellen und Abbildungsverzeichnis .............................................................................................. 88

7.1 Quellenverzeichnis ................................................................................................................... 88

7.2 Abbildungsverzeichnis ............................................................................................................. 89

Anhang ............................................................................................................................................... 91

Anhang A: Datenblätter ................................................................................................................. 91

Anhang B: Bauteilliste ................................................................................................................... 92


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1. Motivation und Aufgabenstellung

1.1 Motivation

Gleichspannungswandler sind in der Elektrotechnik weit verbreitet. Sie kommen in alltäglichen

Gebrauchsgegenständen wie Handyladegeräten und Netzteilen für Laptops vor. Ein besonders kriti-

sches Anwendungsgebiet ist dabei das Kraftfahrzeug.

In all diesen Gebieten ist das Bestreben erkennbar, die Verlustleistung möglichst gering zu halten.

Hier hat der Gleichspannungswandler einen deutlichen Vorteil gegenüber einem Linearregler.

Durch die Verwendung der Schaltwandler und den damit verbundenen geringen Verlusten kann auf

eine aufwendige Kühlung verzichtet werden. Dadurch ist es möglich, Netzteile klein zu halten.

Allerdings wird zur Ansteuerung der Wandler eine komplexe Regelung benötigt, die für eine mög-

lichst konstante Ausgansspannung sorgt.

Um die Baugröße der Gleichspannungsschaltwandler weiter zu verringern ist es erforderlich, die

Schaltfrequenz zu erhöhen. Durch die hohen Frequenzen entstehen allerdings auch elektromagneti-

sche Störungen, die die Ansteuerung der Wandler massiv stören und somit die Ausgangsspannung

verändern können. Diese Auswirkungen beeinflussen allerdings nicht nur den Gleichspannungs-

wandler, sondern können auch auf benachbarte Geräte überkoppeln. Insbesondere im Automobilbe-

reich ist es wahrscheinlich, dass Störungen auf Busleitungen aufkoppeln und somit den Datenaus-

tausch zwischen Steuergeräten behindern. Aus diesem Grund existieren strenge Normen (z. B.

CISPR Comité international spécial des perturbations radioélectriques), welche die Grenzwerte

aufzeigen, die im Fahrzeug eingehalten werden sollen.

In einer früheren Studienarbeit wurde bereits ein DC-DC-Wandler aufgebaut und EMV-technisch

untersucht (siehe [8]). Allerdings wurde festgestellt, dass Störungen insbesondere bei der Funstör-

feldstärkemessung bei höheren Frequenzen auftraten. Daher wird beschlossen, andere Wandlertopo-

logien genauer zu untersuchen. Dabei bietet sich vor allem der Resonanzwandler an, der neben ei-

ner Schaltentlastung des Transistors die rechteckigen Wellenformen von gewöhnlichen Span-

nungswandlern vermeidet. Dadurch werden Oberwellen und somit EMV-Störungen insbesondere

im hohen Frequenzbereich stark unterdrückt.


7

Die Motivation für diese Bachelorarbeit besteht darin, einen solchen Resonanzwandler zu entwi-

ckeln und einen Prototyp zu erstellen, welcher dann anhand der Messung der Störspannung und der

Störfeldstärke beurteilt werden kann.


8

1.2 Aufgabenstellung

Wie bereits eingangs erwähnt, besteht die Aufgabe darin, einen störarmen Resonanzwandler zu ent-

wickeln. In diesem Fall handelt es sich dabei um einen Abwärtswandler. Die Herangehensweise

lässt sich in folgende Blöcke einteilen.

Zunächst werden unterschiedliche Resonanzwandlertopologien genauer untersucht. Dazu ist es er-

forderlich, die Schaltungen für unterschiedlichen Typen von Resonanzwandlern zu bestimmen und

diese anschließend zu simulieren. Entscheidend sind dabei die Resonanzelemente. Für die Simulati-

on wird das frei verfügbare Tool LT-Spice verwendet. Dabei sollen insbesondere die Wellenformen

der Wandler genauer betrachtet werden. Aus diesem Grund ist es wichtig, die Amplitudenspektren

der Störgrößen näher zu betrachten, um eine Aussage über die elektromagnetische Verträglichkeit

der einzelnen Wandler machen zu können. Darüber hinaus ist es notwendig, den Laststrombereich

genauer zu untersuchen, um die Realisierbarkeit der jeweiligen Wandler besser beurteilen zu kön-

nen. Anschließend wird die Topologie mit den besten Werten ausgewählt.

Um EMV-Messungen durchführen zu können ist es erforderlich, den Schalter des Wandlers anzu-

steuern. Zu diesem Zweck muss ein passender Oszillator gefunden werden. Idealerweise wird dazu

ein Voltage-Controlled-Oszillator (VCO) verwendet. Da dieser in der Regel nur geringe Spannun-

gen und Ströme bereitstellen kann ist es erforderlich, das Ausgangsignal des VCO zu verstärken.

Darüber hinaus soll die Schaltfrequenz des Wandlers einstellbar sein.

Anschließend wird das Layout der Platine erstellt. Dabei sollen auch Erkenntnisse aus dem Strom-

verlauf im Simulationsmodell einfließen, um eine möglichst geringe elektromagnetische Abstrah-

lung zu ermöglichen. Schließlich soll die Störaussendung des Schaltwandlers mittels einer Stör-

spannungs- und Störfeldstärkemessung nachvollzogen werden.

Die genaue Vorgehensweise von der Planung bis zum Prototyp wird in den folgenden Kapiteln näher

erläutert.


9

2. Schaltungsentwurf und Simulation

2.1 Grundlegende Funktionen eines Abwärtswandlers

2.1.1 Einführung

In der Leistungselektronik ist es erforderlich, die Spannung für unterschiedliche Geräte anzupassen.

Der Schaltwandler stellt dabei ein wichtiges Bauelement dar. Gewöhnlich besteht er aus einem Ein-

gang und einem Ausgang für Spannung sowie aus verschiedenen Steuereingängen. Die Ausgangs-

spannung wird durch die Steuerungsports geregelt.

Mit Hilfe eines solchen Wandlers wird der Betrag der Spannung verändert. Bei bestimmten Bau-

formen ist es auch möglich, die Polarität umzukehren und den Eingang vom Ausgang galvanisch zu

trennen. Der Regler soll dabei Schwankungen der Eingangsspannung und des Ausgangsstroms er-

kennen und ausgleichen, um eine stabile Ausgangsspannung zu ermöglichen.

Dabei wird besonders viel Wert auf eine hohe Effizienz gelegt. Der Grund dafür ist neben Einspa-

ren von Kosten durch den Energieverbrauch auch die durch die Verlustleistung entstehende Wärme,

die abgeführt werden muss. Hierzu sind aufwändige Kühlmaßnahmen erforderlich, die die Baugrö-

ße der Netzteile erhöhen und durch große Kühlkörper die EMV-Abstrahlung (Elektromagnetische

Verträglichkeit) begünstigen. Besonders problematisch ist dabei oft die Nahfeldkopplung. [1]

In Abbildung 1 ist das Blockdiagramm eines Gleichspannungswandlers dargestellt:

Abbildung 1: Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers nach [1, S. 1]


10

2.1.2 Wirkungsgrad

Der Wirkungsgrad stellt ein wichtiges Kriterium bei der Auswahl eines Schaltwandlers dar. Er lässt

sich aus Eingangs- und Ausgangsleistung folgendermaßen berechnen:

η=Po

Pi (1)

Die Verlustleistung eines Schaltwandlers berechnet sich wie folgt:

𝑃𝑙𝑜𝑠𝑠 = 𝑃𝑖 − 𝑃𝑜 = 𝑃𝑜(1

𝜂− 1) (2)

Es ist zu beachten, dass bereits bei einem Wirkungsgrad von 50 % die Ausgangsleistung der Ver-

lustleistung entspricht. Dadurch muss also eine große Menge an Wärme abgeführt werden. Das be-

deutet, dass ein großes und teures Kühlsystem eingesetzt werden muss.

Es ist also erstrebenswert, einen hohen Wirkungsgrad zu erzielen. Wird ein Wirkungsgrad von 90 %

angenommen, beträgt die Verlustleistung gerade einmal 11 % der Ausgangsleistung. Durch die ge-

ringeren Verluste kann die Baugröße des Schaltwandlers reduziert werden. [1]

Die geringe Abwärme und Baugröße ermöglicht es, Steuergeräte von Fahrzeugen in der Verklei-

dung zu verstecken. Die Gefahr einer Überhitzung wird deutlich verringert. Zudem kommt der ver-

ringerte Energiebedarf den Anforderungen in Kraftfahrzeugen sehr entgegen, vor allem, wenn man

den erhöhten Strombedarf moderner Fahrzeuge bedenkt, die beispielsweise mit Klimaanlagen aus-

gestattet sind.


11

2.1.3 Grundprinzip

Bei Schaltwandlern wird ein Transistor als Schalter verwendet. Abbildung 2 zeigt die auftretenden

Zustände. Das Speicherbauelement wird hierbei noch nicht beachtet.

Abbildung 2: Prinzipschaltbild eines Gleichspannungswandlers mit Schalter nach [1, S. 5]

In Position 1 liegt die gesamte Spannung der Quelle Vg an der Last R an. Im offenen Zustand (Posi-

tion 2) wird die Quelle abgekoppelt und die Spannung geht auf 0 V zurück. Das Tastverhältnis be-

stimmt somit den Gleichspannungsanteil der Ausgangsspannung.

Um beispielsweise eine Ausgangsspannung von 50 V zu erhalten, muss die Eingangsspannung von

100 V mit einem Tastverhältnis von D = 0,5 (50 %) ein- und ausgeschaltet werden. [1]

Das Tastverhältnis (Duty-Cycle) wird mit folgender Formel berechnet:

𝐷 =𝜏

𝑇 (3)

Dabei ergibt sich die in Abbildung 4 dargestellte rechteckförmige Ausgangsspannung.

Abbildung 3: Ausgangsspannung vs(t) des Schalters [1, S. 18]

𝜏

T


12

Außerdem muss die Verlustleitung der Schaltung beachtet werden. Kondensatoren und Spulen ha-

ben in der Regel nur geringe Verluste. Sie sind vor allem auf den ohmschen Widerstand der Leitun-

gen zurückzuführen. Kritisch hingegen sind die Schaltverluste des Transistors, die während der

Umschaltzeit auftreten. In diesem Zwischenzustand geht weder der Strom noch die Spannung gegen

Null. Dies steht im Gegensatz zum Zustand bei offenem und geschlossenem Schalter. Die Lei-

tungsverluste entstehen dabei durch den Drain-Source-Widerstand (RDS(on)) des Schalttransistors.

Durch den Einsatz von Transistoren mit hohen Schaltflanken werden diese minimiert. [8]

Das schnelle Schalten sorgt zwar für geringe Verlustleistungen und die Möglichkeit zur Verwen-

dung von kleinen Bauelementen. Gleichzeitig entstehen aber mehr EMV-Störungen, da immer kür-

zere Leitungsstücke als Antenne wirken können. Diese können von Leitungen abkoppeln und müs-

sen unterdrückt werden. Zusätzlich wird die Nahfeldkopplung durch hohe Frequenzen gefördert. Es

muss also ein Kompromiss zwischen den durch hohen Schaltfrequenzen verursachten elektromag-

netischen Störungen und der Bauteilgröße gefunden werden. [8]


13

2.1.4 Anwendungen

Für Gleichspannungswandler gibt es vielseitige Verwendungsmöglichkeiten in der Automobilin-

dustrie. Die Autobatterie mit 12 V Ausgangsspannung muss Geräte mit verschiedensten Span-

nungspegeln versorgen zu können.

Die Bandbreite reicht dabei vom Ladegerät für Handys über die Klimaanlage bis hin zu komplexen

Steuergeräten. Letztere werden vor allem bei Fahrassistenzsystemen wie ESP und ABS sowie bei

Airbags eingesetzt. Weitere Anwendungsbereiche sind Komfortsysteme wie beispielsweise Naviga-

tionsgeräte. Wie bereits erwähnt, sollen diese Geräte und damit ihre Netzteile möglichst kleingehal-

ten werden, um keinen Platz im Auto zu verschwenden.

Bei Steuergeräten findet das EVA-Prinzip (Eingabe-Verarbeitung-Ausgabe) Anwendung. Das heißt,

sie lesen über Sensoren Daten ein, verarbeiten diese und geben sie anschließend an Aktoren weiter.

Zudem sind die einzelnen Steuergeräte über Bussysteme wie CAN oder Ethernet miteinander ver-

bunden. Die Datenübertragung über diese Leitungen ist EMV-Störungen gegenüber sehr empfind-

lich, da oftmals aus Kostengründen kein Schirm eingesetzt wird. Dadurch ist es möglich, dass so-

wohl leitungsgebundene Störungen als auch elektromagnetische Wellen auf die Bussysteme kop-

peln und die Kommunikation der Steuergeräte erschweren oder ganz unmöglich machen. Zudem

sind Funksysteme im Fahrzeug, bedingt durch die Scheibenantennen, sehr empfindlich gegenüber

EMV-Störungen. Aus diesem Grund sind die Grenzwerte im Automobilbereich besonders niedrig

angesetzt.

Abbildung 4 zeigt Steuergeräte in einem Fahrzeug.

Abbildung 4: Steuergeräte im Fahrzeug [2]


14

Natürlich sind die Anwendungen nicht nur auf den Automobilbereich beschränkt. Netzteile und

damit auch Gleichspannungswandler werden bei vielen Geräten wie beispielsweise Computern oder

Verstärkern eingesetzt. Der Leistungsbereich erstreckt sich dabei von weniger als einem Watt (bat-

teriebetriebene Geräte) bis hin zu mehreren Megawatt bei Motoren.

Ein Netzteil für einen Laptop ist in Abbildung 5 dargestellt.

Abbildung 5: Blockschaltbild eines Schaltnetzteils nach [1, S. 8]

Als Quelle dient hierbei eine Lithiumbatterie. So wird beispielsweise ein Abwärtswandler einge-

setzt, um den Mikroprozessor mit Spannung zu versorgen. Außerdem wird ein Inverter verwendet,

um das Display mit Energie zu versorgen.

Um die Nennwerte, besonders bei Spulen, zu verringern, werden Schaltfrequenzen ab hundert Kilo-

hertz eingesetzt. Dadurch werden das Gewicht und die Größe des Netzteils deutlich reduziert. [1]


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2.2 Resonanz-Konverter

2.2.1 Aufbau

Spannungswandler haben eine lange Geschichte. Diese reicht vom einfachen Linearregler über

Puls-Weiten-modulierte Systeme mit niedriger Frequenz bis hin zu Hochfrequenzwandlern. Das

letzte Glied in der Kette ist der sogenannte Resonanzwandler.

Dieser hat diverse Vorteile, was Geschwindigkeit, Kosten und Größe angeht. Dafür ist diese Tech-

nologie komplexer als bei gewöhnlichen Wandlern.

Wie üblich wird zunächst über einen Schalter ein rechteckförmiges Signal erzeugt. Dieses wird über

einen Resonanzkreis geleitet. Das Signal zirkuliert im Resonanzkreis und wird dort gepuffert.

Dadurch entsteht eine sinusförmige Wellenform (siehe Abbildung 7). Im Falle eines Abwärtswand-

lers findet anschließend die Filterung über einen LC-Tiefpass statt. In Abbildung 6 ist ein einfacher

Resonanzkonverter dargestellt.

Abbildung 6: Einfacher Resonanzwandler [3, S. 1]

Es gibt viele unterschiedliche Möglichkeiten, die Schaltkreise zu gestalten und dieses Prinzip an-

zuwenden. Zunächst soll aber auf die Vorteile dieses Wandlertyps genauer eingegangen werden. [3]


16

2.2.2 Vorteile

Schon bei den ersten Wandlertypen wurde klar, dass, je höher die Schaltfrequenz des Wandlers ge-

wählt wird, desto kleinere Spulen und Kondensatoren können verwendet werden. Dadurch nehmen

das Gewicht und die Größe der Netzteile ab.

Allerdings kommt es dadurch auch zu parasitären Kapazitäten und Streuinduktivitäten. Zusätzlich

werden die Transistoren durch die vielen Schaltvorgänge und die damit verbundenen Verluste be-

lastet und es kommt zu einer erhöhten elektromagnetischen Abstrahlung.

Ein resonanzbasierendes System bietet die Vorteile von hohen Frequenzen und kann gleichzeitig

die Nachteile vermeiden. Mit Hilfe eines Resonanzschaltkreises können die Schalter eines Wandlers

so eingestellt werden, dass sie an stromlosen Punkten der Wellenform zum Einsatz kommen (zero

current points). Eine weitere Möglichkeit besteht darin, den Schaltvorgang an den Punkten des Sig-

nals stattfinden zu lassen, an denen keine Spannung vorhanden ist (zero voltage points).

Durch dieses Vorgehen findet eine Entlastung der Transistoren statt. Die resonante Sinuswelle, ent-

standen durch das Resonanznetzwerk, reduziert die Harmonischen der Schaltfrequenz, die maßgeb-

lich für die Störaussendung verantwortlich sind. Dadurch sind Systeme mit Frequenzen von 500

kHz bis 2 MHz möglich und können auch praktisch eingesetzt werden. [3]

Abbildung 7 zeigt den Schaltvorgang eines Transistors ohne und mit Resonanzkreis.

Abbildung 7: Schaltvorgang eines Wandlers ohne und mit Resonanzkreis [3, S. 2]


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2.2.3 Resonanzschalter

Ein Resonanzschalter besteht aus einem Transistor und einem Resonanzkreis, bestehend aus zwei

Elementen. Diese können auf verschiedene Weise angeordnet werden. Die Funktion ändert sich

dabei aber nicht und entspricht dem Schalter mit rechteckförmiger Ausgangsspannung in einem

gewöhnlichen Wandler.

Die meisten Resonanzkreise können in einer gewöhnlichen PWM-Schaltung eingesetzt werden,

indem der Transistor durch einen Resonanzschalter ersetzt wird. Diese Art der Verwendung nennt

sich Quasi-Resonanzwandler.

In Abbildung 8 sind einige resonanzbasierende Schaltelemente dargestellt.

Abbildung 8: Darstellung unterschiedlicher Resonanzschalter [3, S. 2]

Normalerweise wird das zero-current swiching eingesetzt, um eine Schaltentlastung herbeizuführen.

Aber natürlich kann auch bei Nullspannung geschaltet werden. Dies wird vor allem bei sehr hohen

Frequenzen durchgeführt, da schnelles Laden und Entladen der Schaltkapazität des Transistors eine

große Verlustleistung aufweist. Außerdem hat ein Kurzschluss, obwohl die Steuerung nicht mehr

funktioniert, keine Auswirkung auf den Schaltvorgang. [3]


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2.2.4 Funktionsweise eines einfachen Resonanzwandlers

Bei der in Abbildung 9 dargestellten Schaltung handelt es sich um einen stromlos, quasi-resonant

schaltenden Abwärtswandler. Das Ausgangsfilter, bestehend aus LO und CO, ist, wie bereits er-

wähnt, für die Glättung der Ausgangsspannung verantwortlich. Die Grenzfrequenz dieses Tiefpas-

ses muss weniger als ein Fünftel der kleinsten Schaltfrequenz betragen.

Abbildung 9 zeigt die Ströme und Spannungen, die während des gesamten Prozesses auftreten, in

mehreren Schritten. Auf der linken Seite der Abbildung sind die jeweils an den Schritten beteiligten

Bauelemente als Schaltkreis dargestellt.

Zu Beginn fließt der gesamte Strom durch die Diode D2. Mit dem Umlegen des Schalters nimmt der

Strom, der durch die Spule Lr fließt, linear mit Vi zu. Der Spulenstrom nimmt zum Zeitpunkt T1

weiter zu, da der Ausgangsstrom ebenfalls über die Spule fließt. Außerdem lädt sich der Kondensa-

tor bis zu einer Maximalspannung von 2 Vi auf. Anschließend fällt der Strom über der Induktivität

langsam ab. Sobald dieser unter den Grenzwert von IO fällt, entlädt sich der Kondensator wieder.

Zum Zeitpunkt T2 ist die Spule Lr komplett stromlos. Die Last wird somit ausschließlich über den

Kondensator Cr mit Strom versorgt. Die Spannung über Cr fällt dadurch linear ab. Anschließend

kann der stromlose Schalter geöffnet werden. Fällt die Spannung über Cr auf Vi ab, lässt die Diode

D1 die Spannung zum Schalter durch.

Sobald der Kondensator entladen ist (T3), fließt der Strom über die Diode D2, bis der Schalter das

nächste Mal geschlossen wird. [3]

Abbildung 9: Ströme und Spannungen am einfachen Resonanzkonverter [3, S. 6]


19

2.2.5 Full-Bridge-Resonant-Converter

In Abbildung 10 ist ein sogenannter Full-Bridge-Resonanzwandler dargestellt. Er ermöglicht es, die

vier Transistoren so zu schalten, dass der Strom nicht nur in einer Richtung wie in Kapitel 2.2.4

fließen kann, sondern dass eine sinusförmige Wechselspannung generiert wird. Das verwendete

LCC-Resonanznetzwerk, bestehend aus Ls, Cs und Cp, führt zu einer zusätzlichen Glättung des Si-

nus. Dadurch ist es möglich, EMV-Störungen, die durch die Harmonischen der Schaltfrequenz ent-

stehen, weiter zu reduzieren.

Abbildung 10: Stromlaufplan eines Full-Bridge LCC Resonant-Converters [4, S. 10]

In Abbildung 10 ist ersichtlich, dass das Resonanznetzwerk die Schalter unsymmetrisch belastet.

Der Knoten A ist an die Spule Ls angeschlossen, während der Knoten B direkt mit dem Kondensa-

tor Cp verbunden ist. Diese Anordnung kann Gleichtaktstörungen hervorrufen. Es ist also besser,

das Resonanznetzwerk aufzuteilen.

Wie in Abbildung 11 dargestellt werden statt einer großen Induktivität zwei kleine in die Schaltung

eingebaut. Außerdem müssen die Werte der Kondensatoren aufgrund der Reihenschaltung verdop-

pelt werden. Dadurch kann eine unsymmetrische Belastung vermieden werden.


20

Abbildung 11: Full-Bridge-Resonant-Converter mit aufgeteilten Resonanzelementen [4, S. 12]

Aus Gründen der Platzersparnis ist es auch möglich, die beiden Spulen auf einen gemeinsamen

Kern zu wickeln. [4]


21

2.3 Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms

Neben dem Resonanzkonverter gibt es auch noch die Möglichkeit, gewöhnliche PWM-Wandler mit

einem Schaltkreis zu versehen, der den Ausräumstrom der Freilaufdiode in der Schaltung unter-

drückt. Bekanntermaßen bewirkt ein großes 𝑑𝐼

𝑑𝑡 an einer Diode Probleme mit EMV-Störungen. Da-

her wird ein zusätzlicher Strompfad zur Schaltung hinzugefügt. Die vorgestellte Lösung hat den

Vorteil, dass sie auf nahezu alle Wandlertopologien anwendbar ist. Dafür sind lediglich weitere

passive Komponenten erforderlich. Zusätzliche Transistoren werden nicht benötigt.

Wie in Abbildung 12 dargestellt, wird eine zusätzliche Spule mit kleiner Induktivität in die Schal-

tung eingefügt. In Reihe dazu wird eine Diode (D2) geschaltet. Außerdem werden einige Windun-

gen auf der beim Buck-Converter bereits vorhandenen Spule aufgebracht. Diese Reihenschaltung

wird parallel zur Freilaufdiode D1 geschaltet.

Abbildung 12: Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms [5, S. 127]

Wenn sich der Transistor Q1 öffnet, ist der Strom durch D1 genauso groß wie der Spulenstrom

durch L1 und nimmt dann allmählich ab. Gleichzeitig nimmt der Strom durch D2 solange zu, bis

D1 stromfrei ist und der gesamte Spulenstrom durch die eingefügte Diode fließt. Dies kommt daher,

dass der Spannungsabfall an L1-4 größer ist als der an L1-2. Wenn der Transistor Q1 nun geschlos-

sen wird, gibt es keinen Ausräumstrom an D1.

Durch die zusätzliche Induktivität L2 in Serie ist der Ausräumstrom von D2 vernachlässigbar klein,

da der durchfließende Strom seine Richtung nicht abrupt ändern kann. [5]


22

Bei dieser Technologie wird lediglich die Diode schaltentlastet, dafür ist sie in nahezu allen Wand-

lertypen einsetzbar. Bei großen Ausgangsströmen wird eine große Spule L2 benötigt, welche wiede-

rum induktive Störungen hervorruft. Deshalb sollte der Anwendungsbereich auf kleine Ströme im

Milliamperbereich beschränkt bleiben.


23

2.4 Schaltvorgänge bei Halbleiterbauelementen

In diesem Kapitel soll das Verhalten von Halbleiterbauelementen wie Dioden und MOSFETs ge-

nauer betrachtet werden. Dabei wird vor allem auf die Schaltverluste eingegangen. Zudem wird das

Zero-Voltage Switching näher erklärt.

2.4.1 Schaltvorgang bei Dioden

Bei Dioden sind Schaltverluste vor allem auf Rückströme zurückzuführen. Verluste beim Ein-

schaltvorgang der Diode sind normalerweise vernachlässigbar. In Abbildung 13 ist ein hart um-

schaltender PWM-Wandler dargestellt. Wird die Diode allerdings durch das Einschalten des Tran-

sistors nicht mehr vom Strom durchflossen, führt dies zu einer negativen Stromspitze. Dabei steht

Qr für die Ladung der Diode. Diese ist aufgrund von hohem 𝑑𝑖

𝑑𝑡 beim Abschalten der Diode relativ

groß.

Außerdem führt ein Schwingkreis, bestehend aus der Dioden-Ausgangs-Kapazität Cj und dem Dio-

dengehäuse, sowie Leitungsinduktivitäten zu Ringing.

Abbildung 13: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S.763]

In Abbildung 14 ist ein zero-voltage-switching quasi square wave buck-converter dargestellt. Bei Lr

handelt es sich um die Resonanzinduktivität. Diese verursacht einen großen Stromripple, der dafür

sorgt, dass der Strom ir(t) seine Polarität umkehrt. Ist die Diode leitend, entspricht ihr Storm i(t)

genau ir(t). Wenn dieser negativ wird, bleibt die Diode solange durchgeschaltet, bis die gespeicherte

Ladung Qr nicht mehr vorhanden ist. Anschließend wird die Diode in Sperrrichtung betrieben und

der Strom ir(t) fließt durch den Kondensator Cr und die Diodenausgangskapazität Cj. Dadurch än-


24

dern sich Strom und Spannung nur mit geringer Flankensteilheit und die Schaltverluste sind ver-

nachlässigbar klein. Dies ist vor allem darauf zurückzuführen, dass die Abreißströme der Diode

relativ klein gehalten werden. [1]

Abbildung 14: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S. 764]


25

2.4.2 Schaltvorgang bei MOSFETs

Verluste bei MOSFETs sind auf den bereits erwähnten Abreißstrom bei Dioden und auf den Verlust

der in der Ausgangskapazität Cds des MOSFET gespeicherte Energie zurückzuführen. Diese beiden

Vorgänge finden während des Einschaltvorgangs des Schalters statt (siehe Abbildung 15).

Aufgrund der Ausgangskapazität des MOSFETs gibt es beim Ausschalten keine Verluste, da durch

diese v(t) nahe 0 V gehalten wird. Nach dem Abschalten des Transistors fließt der Spulenstrom I

durch Cds. V(t) steigt bis zur Spannung Vg an; die Diode wird in Vorwärtsrichtung vom Strom

durchflossen.

Beim Einschaltvorgang fließt ein großer Strompeak durch den Transistor. Dieser wird durch den

Abreißstrom der Diode und von den Ausgangskapazitäten von Diode und FET hervorgerufen und

verursacht Schaltverluste.

Abbildung 15: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 766]

Durch die Verwendung von zero current switching kann dies verhindert werden. Zur Erklärung

wird der in diesem Kapitel verwendete QSW-Buck-Konverter herangezogen (siehe Abbildung 16).

Dieser Wandler entlädt die Ausgangskapazität des Transistors. Erst dann wird dieser eingeschaltet.

Wenn v(t) auf null zurückgeht, wird die Body-Diode des Transistors in Vorwärtsrichtung von Strom

durchflossen. Dadurch fällt keine Spannung am MOSFET ab und er kann ohne Verluste eingeschal-

tet werden.

Dieser Vorgang muss abgeschlossen sein, bevor der Strom ir(t) durch die Resonanzspule Lr(t) posi-

tiv wird.


26

Durch dieses Vorgehen werden der MOSFET und seine langsame Body-Diode schaltentlastet. [1]

Abbildung 16: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 767]


27

2.5 Simulation von Wandlern

In diesem Kapitel werden die Wellenformen unterschiedlichen Wandler behandelt. Dabei wird be-

sonders auf die Störgrößen eingegangen, die maßgeblich für EMV-Probleme, zum Beispiel Störung

der Steuerung des Wandlers, aber auch von anderen benachbarten Geräten, verantwortlich sind.

Besonders hervorzuheben ist dabei der Strom, der in der kritischen Masche fließt. Bedingt durch

das schnelle rechteckförmige Umschalten des Transistors kommt es in dieser Leiterschleife zu ei-

nem großen 𝑑𝑖

𝑑𝑡 und damit zu einer großen induktiven Kopplung (über magnetische Felder). Die kri-

tische Masche kann ermittelt werden, indem man den Stromfluss bei offenem und geschlossenem

Schalter zeichnet. Diejenige Schleife, die nur von jeweils einem der beiden Ströme durchflossen

wird, ist kritisch. Diese Leiterschleife ist in Abbildung 17 für den PWM-Wandler rot eingezeichnet.

Abbildung 17: Darstellung der EMV-Störgrößen anhand eines PWM-Wandlers

Die Masche umfasst also die Spannungsquelle (bzw. die Eingangskondensatoren), den Schalter

sowie die Gleichrichterdiode. Ist also in diesem Kapitel von einer kritischen Masche die Rede, ist

die Masche, bestehend aus den drei genannten Bauteilen zuzüglich eventuell vorhandener Resonan-

zelemente in dieser Schleife, gemeint. Um die induktive Kopplung zu begrenzen, sollte man diese

Leiterschleife klein halten. [8]

Weitere wichtige Störgrößen sind die Spannung über dem Schalter und über der Gleichrichterdiode.

Durch sie wird ein großes 𝑑𝑢

𝑑𝑡 verursacht und damit eine große kapazitive Kopplung (über E-Felder)

bewirkt, was ebenfalls starke Störungen hervorruft.

V(DGleichrichter)

I1

I(Filter)

I2

V(Schalter)


28

Da es sich bei der Spule L um eine große Induktivität handelt, sind ihre Streufelder (großes 𝑑𝑖

𝑑𝑡)

ebenfalls nicht zu vernachlässigen und werden in diesem Kapitel ebenfalls näher untersucht.

Zuletzt werden dann Gegentaktstörungen, die vom Lastwiderstand ausgehen, können näher betrach-

tet, da ein großes 𝑑𝑖

𝑑𝑡 an dieser Stelle ebenfalls EMV-Störungen über die Anschlussleitung aussenden

kann. Abbildung 18 zeigt den Stromverlauf beim Gegentakt. [8]

Abbildung 18: Gleich- und Gegentaktstörung [8]


29

2.5.1 Zero-Current-Quasi-Resonant-Switch (ZCS-QRS)

Grundlagen

Da es sich bei dem Resonanzelement um einen Schwingkreis, bestehend aus den Elementen Lr und

Cr, handelt, gilt die Thomsonsche Schwingungsgleichung. f0 steht dabei für die Resonanzfrequenz

der beiden Bauteile.

𝑓0 =1

2𝜋√𝐿𝑟𝐶𝑟

=𝜔0

2𝜋 (1)[1]

Eine weitere wichtige Grundlage ist die Formel

𝑅0 = √𝐿𝑟

𝐶𝑟 (2)[1]

Sie stellt die Impedanz des Schwingkreises bei Güte eins dar. Abbildung 20 zeigt die einzelnen In-

tervalle der Wellenformen der ZCS-Zelle (Abbildung 19). Es ist erkennbar, dass Q1 bei Nullstrom

schaltet, während die Gleichrichterdiode D2 bei Nullspannung schaltet.

Abbildung 19: Schaltbild der ZCS-Zelle [1 S. 770]


30

Abbildung 20: Zeitintervalle der ZCS-Zelle [1 S. 771]

In Abbildung 20, Intervall 1, kann man erkennen, dass der Strom i1 (siehe Abbildung 19) folgenden

für eine Induktivität typischen zeitlichen Verlauf hat (nur die Induktivität Lr ist aktiv):

𝑑𝑖1

𝑑𝑡=

𝑉1

𝐿𝑟 (3)

V1 ist die Eingangsspannung der Schaltung. Mit Hilfe von (1) und (2) sowie 𝛼 = 𝜔0𝑡 kann das In-

tervall α hergeleitet werden (siehe [1, S. 771]):

𝛼 =𝐼2𝑅0

𝑉1 (4)

I2 stellt dabei den Ausgangsstrom der Schaltung dar. Während des Intervalls β sind Lr und Cr ver-

bunden. Dadurch ergeben sich folgende Differenzialgleichungen:

𝐿𝑟

𝑑𝑖1(𝜔0𝑡)

𝑑𝑡= 𝑉1 − 𝑣2(𝜔0𝑡) (5)

𝐶𝑟

𝑑𝑖1(𝜔0𝑡)

𝑑𝑡= 𝑖1(𝜔0𝑡) − 𝐼2 (6)

Dabei lädt sich der Kondensator langsam bis zum Maximum von 2 x V1 auf. Der Strom über der

Induktivität fällt langsam ab. Sobald dieser unter I2 fällt entlädt sich der Kondensator wieder.

Dadurch entsteht die abgerundete Wellenform (siehe Abschnitt 2.2.4).

Durch das Lösen der beiden Differenzialgleichungen nach [1, S. 772] erhält man:

𝛽 = 𝜋 + sin−1𝐼2𝑅0

𝑉1 (7)


31

Lr ist während des Intervalls δ komplett stromlos. Nur Cr ist während des Intervalls verbunden. Da-

her gilt:

𝐶𝑟 =𝑑𝑣2(𝜔0𝑡)

𝑑𝑡= −𝐼2 (8)

Nach [1, S. 773 f] folgt daraus:

𝛿 =𝑉1

𝐼2𝑅0(1 + √1 − (

𝐼2𝑅0

𝑉1)

2

) (9)

Es muss gelten, dass alle Intervalle zusammen kleiner als ω0Ts (Ts: Schaltperiode) sein müssen:

𝜔0𝑇𝑠 = 𝛼 + 𝛽 + 𝛿 + 𝜉 =2𝜋

𝐹 (10)

wobei gilt: 𝐹 =𝑓𝑠

𝑓0. Dabei muss ζ größer als Null sein, damit die Wellenformen nahtlos ineinander

übergehen. Dabei handelt es sich bei fs um die Schaltfrequenz und bei f0 um die Resonanzfrequenz

des Wandlers.

Für die Fläche unter dem Strom gilt folgendes Integral:

𝑖1(𝑡) =1

𝑇𝑠∫ 𝑖1(𝑡)𝑑𝑡

𝑡+𝑇𝑠

𝑡

(11)

Daraus lässt sich nach [1, S. 775 f.] folgender Zusammenhang herleiten:

𝜇 = 𝐹1

2𝜋[1

2𝐽𝑠 + 𝜋 + sin−1 𝐽𝑠 +

1

𝐽𝑠(1 + √1 − 𝐽𝑠

2)] (12)

Dabei gilt:

𝐽𝑠 =𝐼2𝑅0

𝑉1 (13)

[1]


32

Die Kurve in Abbildung 21 zeigt den Zusammenhang des Verhältnisses von Ein- und Ausgangs-

spannung µ zum normierten Ausgangsstrom Js.

Abbildung 21: Charakteristik der ZCS-Zelle (Js über µ) [1, S. 777]

Die Formeln (1) und (2) können umgeformt werden zu:

𝐶𝑟 =1

2𝜋𝑓0𝑅0 (14) 𝐿𝑟 = 𝐶𝑟𝑅0

2 (15)

Die Bestimmung der Intervalle sowie von Cr und Lr werden über das Matlab-Script „ZCSWandler“

durchgeführt. Dazu muss ein F vorgeschlagen werden. Der Arbeitspunkt sollte durch die Wahl der

normierten Frequenz F so gewählt werden, dass Js und somit der Ausgangsstrom I2 einen möglichst

großen Bereich abdecken können. Die Nähe zur ZCS- und zur F-Grenze sollte nach Möglichkeit

vermieden werden. In diesem Fall wird µ = 0.25 und F=0.2 gewählt.

Dimensionierung

Nach dem Durchführen des Matlab-Scripts werden die vorläufigen Werte in eine Simulation einge-

geben. Dazu wird LT-Spice verwendet (siehe Abbildung 22). Es ist zu beachten, dass die Bauteile

nun anders bezeichnet werden. Der Ausgang wird zunächst als Stromquelle dargestellt (Steady-

State-Analyse). Da die Ausgangsspannung 3 V betragen soll, wird das Verhältnis von Ausgangs-

zur Eingangsspannung µ auf 0,25 festgelegt. Als Schaltfrequenz wird 500 kHz gewählt. Der Aus-

gangsstrom beträgt 1 A.


33

Abbildung 22: Simulationsmodell des ZCS-Schalters


34

In Abbildung 23 ist das Simulationsergebnis der Berechnung dargestellt. Es ist ersichtlich, dass der

Schalter ca. 130 ns zu spät schaltet. Aus diesem Grund muss die Einschaltzeit des Transistors redu-

ziert werden. Somit wird sichergestellt, dass der Schalter bei Nullstrom schaltet. Die Bezeichnun-

gen der Wellenformen entsprechen den Bauteilen in Abbildung 22.

Abbildung 23: Strom und Spannung beim ZCW im Arbeitspunkt

Abbildung 24 zeigt die Wellenformen nach der Verringerung der Einschaltzeit des Schalters um

130 ns. Es ist ersichtlich, dass der Schalter nun deaktiviert wird, wenn er nicht vom Strom durch-

flossen wird. Ein zu frühes Abschalten würde den Strom durch L1 abreißen lassen. Die Flanken sind

nun abgeflacht, was die Störaussendung weiter verringert.

Abbildung 24: Strom und Spannung beim ZCS nach der Feineinstellung


35

Anschließend muss das Ausgangsfilter dimensioniert werden. Dazu wird die Formel

𝐿 = 𝑉1 − 𝑉𝐿

2Δ𝐼𝑓𝑠µ (16)[1]

verwendet (Bezeichnung siehe Abbildung 25). Für den Anstieg des Stroms durch die Spule gilt

𝑑𝑖𝐿(𝑡)

𝑑𝑡=

𝑣𝐿(𝑡)

𝐿=

𝑉1−𝑉𝐿

𝐿. Dies findet in der Zeit DTs statt. Nun ersetzt das µ den Duty-Cycle D, der bei

PWM-Wandlern verwendet wird. Der Faktor 2 wird verwendet, um den gesamten Strombereich zu

erfassen. Der Stromripple Δ𝐼 beschreibt die Differenz von Maximalstrom und mittlerem Strom über

der Spule L2. Er sollte ca. 5% des Ausgangsstroms I2 betragen.

Die zweite Formel wird für die Berechnung des Ausgangskondensators verwendet:

𝐶 =Δ𝐼

8Δ𝑉𝑓𝑠 (17)[1]

Hierbei handelt es sich um die gleiche Formel, die auch bei PWM-Wandlern eingesetzt wird. Der

Spannungsripple Δ𝑉 sollte möglichst klein gehalten werden. In diesem Fall beträgt er 5 % der Aus-

gangsspannung des Wandlers.

Durch das Hinzufügen des LC-Tiefpassfilters und eines bezüglich des Ausgangstroms IL passenden

Lastwiderstands kann nun die Ausgangsspannung VL des Wandlers betrachtet werden. Wird festge-

stellt, dass VL zu niedrig ist, muss fs weiter erhöht werden. Somit wird der Durchsatz des Reso-

nanzglieds vergrößert, da 𝐹 =𝑓𝑠

𝑓0 und Gleichung (12) gilt. Im Beispiel muss die Schaltfrequenz auf

666 kHz erhöht werden, um die gewünschte Ausgangsspannung von 3 V zu erhalten.

Der vollständig dimensionierte ZCS-Wandler wird in Abbildung 25 dargestellt. Die Wellenformen

sind in Abbildung 26 und Abbildung 27 ersichtlich.


36

Abbildung 25: Simulationsmodell des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers

Abbildung 26: Strom und Spannung des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers

Abbildung 27: Störgrößen beim ZCS-QRS

I(Filter)

V(DGleichrichter)

I2

I(Lres) I1

V(Schalter)


37

Strombereich

Um die Leistungsfähigkeit des Resonanzwandlers besser beurteilen zu können, wird dieser mit un-

terschiedlichen Strömen betrieben. Zunächst wird nur die Switching-Zelle betrachtet. Das Zero-

Current-Switching findet in einem Bereich von 200 mA bis 1,6 A Ausgangsstrom statt. Der Bereich

um den erwünschten Strom von 1 A soll möglichst symmetrisch ausfallen. Deshalb wird der Zeit-

punkt des Abschaltens mittig in jenem Intervall gewählt, in dem ZCS möglich ist (in diesem Fall

liegt er bei 321 ns). Ein zu großer Strom führt zu einem zu frühen Abschalten. Ein zu kleiner Strom

führt dazu, dass VCr vor Ende der Periode nicht auf Nullspannung zurückfällt. Es kommt zu einer

Überlappung der Intervalle.

Die Analyse wird um das Ausgangsfilter erweitert. Dazu muss das Ausgangsfilter und der Lastwi-

derstand neu dimensioniert sowie die Spannung über die Frequenz neu eingestellt werden. Der

Lastwiderstand wird dabei auf 15 Ω festgelegt, um einen Ausgangsstrom von 200 mA zu erhalten.

L2 und C2 müssen aufgrund des großen Strom- und Spannungsripples auf 150 µH und 150 nF er-

höht werden. Die Schaltfrequenz fs beträgt dabei 222 kHz. Bei 200 mA (Abbildung 28) ist ersicht-

lich, dass zum korrekten Zeitpunkt geschaltet wird.

Abbildung 28: Unterer Strom-Grenzbereich der ZCS-Zelle mit Ausgangsfilter

Bei der oberen Grenze von 1,6 A ist es erforderlich, aufgrund der zu kleinen Ausgangsspannung am

Lastwiderstand die Schaltfrequenz auf 769 kHz zu erhöhen. Der Widerstand selbst beträgt 1,9 Ω.

Die anderen Angaben entsprechen der Schaltung in Abbildung 25.


38

Abbildung 29 zeigt die wichtigsten Ströme und Spannungen des Abwärtswandlers. Es ist ersicht-

lich, dass der Schalter bei Nullstrom deaktiviert wird.

Abbildung 29: Oberer Strom-Grenzbereich bei der ZCS-Zelle

Es kann also der gesamte Strombereich der Switching-Zelle verwendet werden. Das Zero-Current-

Switching funktioniert auch bei kleinen Frequenzen. Lediglich der Ausgangsspannungsrippel wird

etwas erhöht.

Hinweis: Durch die Wahl eines kleineren F z. B. F = 0.1 kann der Strombereich zu kleineren Strö-

men hin erweitert werden (Js = 0.2 statt Js = 0.5). Durch ein kleineres Js wird R0 kleiner (siehe Glei-

chung (13)). Js ist der normierte Ausgangsstrom I2.


39

Amplitudenspektren der Wellenformen

Um die Auswirkung der Resonanzwandler auf die EMV besser beurteilen zu können, werden zu-

sätzlich die Spektren der wichtigsten Wellenformen betrachtet. Abbildung 30 zeigt die Schaltung

eines gewöhnlichen PWM-Wandlers, der als Vergleich herangezogen wird.

In Abbildung 31 ist zu erkennen, dass die Spektren der Ströme und Spannungen aufgrund ihrer

rechteckigen Wellenform mit ca. 20 dB pro Dekade abfallen. Die Bezeichnungen der Messgrößen

entsprechen den Bauteilbezeichnungen in Abbildung 30.

Abbildung 30: Schaltung eines PWM-Abwärtswandlers

Abbildung 31: Spektrum der wichtigsten Messgrößen bei einem PWM-Wandler

V(DGleichrichter)

I1

I(Filter)

I2

V(Schalter)


40

Die Simulationsergebnisse der Schalterspannung des ZCS-Wandlers fallen aufgrund ihres trapez-

ähnlichen Verlaufs nur geringfügig niedriger aus (siehe Abbildung 32). Bei den Peaks handelt es

sich um Vielfache der Schaltfrequenz. Abbildung 32 zeigt zum Vergleich das PWM-Spektrum. Ho-

he Peaks bei der Schalterspannung führen zu einem großen 𝑑𝑢

𝑑𝑡 und damit zu großer kapazitiver Nah-

feldkopplung.

Abbildung 32: Spektrum der Schalterspannung beim ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler

Aufgrund des sinusförmigen Spannungsverlaufs über der Diode (V[v_cr] in Abbildung 26) nimmt

die Spannung beim ZCS-QRS gegenüber dem PWM-Wandler deutlich schneller ab (40 dB pro De-

kade, siehe Abbildung 33). Das führt zu geringerem 𝑑𝑢

𝑑𝑡 und damit zu einer geringeren kapazitiven

Kopplung.

Abbildung 33: Spektrum der Diodenspannung beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler

V(DGleichrichter) ZCS-QRS

V(DGleichrichter) PWM

V(Schalter) ZCS-QRS

V(Schalter) PWM


41

Hohe Strompeaks an den Induktivitäten führen zu einem großen 𝑑𝑖

𝑑𝑡 und damit zu induktiver Kopp-

lung. Bei Frequenzen ab 5 MHz (siehe Abbildung 34) ist also beim Eingangsstrom I1 und damit in

der kritischen Masche (siehe [8]) mit geringeren Störungen zu rechnen. Der Abfall von -40 dB pro

Dekade ist auf den sinusförmigen Verlauf des Eingangsstroms zurückzuführen (siehe Abbildung

26).

In Abbildung 27 ist erkennbar, dass der Strom durch die Diode ein geringes 𝑑𝑖

𝑑𝑡 aufweist und somit

vernachlässigbar ist. Der Strom über die Resonanzspule ist also der einzige Strom, der in der kriti-

schen Masche auftritt und somit starke Störungen hervorruft.

Abbildung 34: Spektrum des Eingangsstroms I1 beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler

Aufgrund der großen Spule und dem damit verbundenen großen Streufeld treten an der Filterspule

größere EMV-Störungen auf. Somit ist es wichtig, diese ebenfalls zu berücksichtigen. Bei dieser

Induktivität ist ebenfalls eine Verkleinerung des Pegels ab 3 MHz zu verzeichnen (siehe Abbildung

35), was zu einer Verringerung der induktiven Kopplung führt.

I(Lres Eingangsstrom I1) ZCS-QRS

I(Eingangsstrom I1) PWM


42

Abbildung 35: Spektrum des Stroms der Ausgangsfilterspule des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler

Da der ZCS-QRS keinen Einfluss auf den Strom der Gleichrichterdiode hat, ist hier die Wirkung

unverändert. Erst ab 30 MHz wird der Pegel kleiner als beim PWM-Wandler, was auf den parallel

geschalteten Kondensator zurückzuführen ist. Dieser wird niederohmig.

Am Lastwiderstand treten Gegentakt-Störungen auf. Das hier auftretende 𝑑𝑖

𝑑𝑡 stellt somit ebenfalls

eine wichtige Störgröße dar. Der Verlauf des Spektrums ist allerdings relativ ähnlich (gleicher Aus-

gangsstrom).

I(Lfilter) ZCS-QRS

I(Lfilter) PWM


43

Abbildung 36: Spektrum des Laststroms des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler

Es bleibt also festzuhalten, dass der ZCS-Wandler seine Wirkung erst bei Frequenzen über der

Schaltfrequenz entfaltet und der Ausräumstrom der Diode nicht verringert werden kann.

I(Last I2) ZCS-QRS

I(Last I2) PWM


44

2.5.2 Zero-Voltage-Quasi-Resonanz-Switch (ZVS-QRS)

Grundlagen

Wie beim ZCS-QRS gelten auch hier die Gleichungen (1) und (2). Abbildung 37 zeigt eine Darstel-

lung der Intervalle der wichtigsten Ströme und Spannungen.

Abbildung 37: Zeitintervalle des ZVS-QRS [1, S. 784]

In Abbildung 40 ist erkennbar, dass der Schalter (VCr) bei Nullspannung schaltet. In Abbildung 39

sieht man nach dem Entfernen des Ausgangsfilters (niederfrequente Elemente), dass der Kondensa-

tor Cd in Reihe zur Spule Lr geschaltet ist und somit vom Strom ILr durchflossen wird. Dadurch

schaltet die Gleichrichterdiode D2 bei Nullstrom (siehe Abbildung 40).

Aus [6, S. 248 ff.] lassen sich die Intervalle ähnlich wie in Kapitel 2.5.1 herleiten:

𝛼 =𝑉1

𝐼2𝑅0 (18)

𝛽 = 𝜋 + sin−1𝑉1

𝐼2𝑅0 (19)

𝛿 =𝐼2𝑅0

𝑉1(1 + √1 − (

𝑉1

𝐼2𝑅0)

2

) (20)

Außerdem gelten die Gleichungen (10) und (13). Der Vergleich des Stroms in Abbildung 37 mit

Abbildung 20 zeigt, dass die Fläche unter seinem Verlauf genau der Fläche unter der I1-Markierung

abzüglich der Fläche unterhalb des Stroms in Abbildung 20 entspricht. Daraus folgt für µ:

𝜇 = 1 − 𝐹1

2𝜋[

1

2𝐽𝑠+ 𝜋 + sin−1 (

1

𝐽𝑠) + 𝐽𝑠 (1 + √1 −

1

𝐽𝑠2

)] (21)[1]


45

Abbildung 38 zeigt den Graphen µ für unterschiedliche F.

Abbildung 38: Charakteristik des ZVS-QRS

Für die Berechnung von R0 wird Formel (13) verwendet. Für Cr und Lr werden erneut die Glei-

chungen (14) und (15) genutzt.

Somit sind alle notwendigen Gleichungen bekannt. Das Matlab-Skript „ZVSWandler“ berechnet

aus F und µ das benötigte Resonanznetzwerk. Da ein möglichst großer Strombereich eingesetzt

werden soll, wird Js zwischen den Grenzen 1 und 12 mit 6,2 gewählt. F ist dabei 0.3. Alle anderen

Größen sind identisch mit dem ZCS-QRS.

F = 0,1

F = 0,15

F = 0,2

F = 0,3

F = 0,4


46

Simulation

Nach dem Ausführen des Scripts „ZVSWandler“ werden die ermittelten Werte in die Simulation

eingegeben. Wie beim ZCS-QRS wird zunächst eine Steady-State-Analyse durchgeführt. Dabei

wird die Einschaltzeit des Schalters auf 1,39 µs festgelegt, um einen symmetrischen Strombereich

zu erhalten. Anschließend wird das Ausgangsfilter hinzugefügt. Dabei werden die Gleichungen (16)

und (17) verwendet. Aufgrund von Gleichung (21) muss nun die Schaltfrequenz fs auf 483 kHz ver-

ringert werden, um die Ausgangsspannung zu erhöhen. Die verwendete Schaltung ist in Abbildung

39 dargestellt. In Abbildung 40 ist erkennbar, dass der Schalter S1 und die Diode D1 bei Nullspan-

nung schalten, während D2 bei Nullstrom schaltet. Das Diodenmodell von D2 erzeugt mit Lr ein

Ringing, das am Strom I(L_r) sichtbar wird.

Abbildung 39: Simulationsmodell des ZVS-QRS

Abbildung 40: Strom und Spannung beim ZVS-QRS

I1

V(DGleichrichter)

I(Filter)

I2 I(Lres)

V(Schalter)


47

Strombereich

Die Simulation der Switching-Zelle ergibt einen Bereich von 500 mA bis zu 1,4 A. Das Einsatzge-

biet des Wandlers mit LC-Ausgangsfilter ist allerdings eingeschränkt, da nach Hinzufügen des Fil-

ters die Ausgangsspannung über die Frequenz auf 3 V eingestellt werden muss. Dies ist auf die

Veränderung des Ausgangsstroms (Ausgangswiderstands) zurückzuführen. Hier ergibt sich für die

Schaltung ein Intervall von 770 mA (fs = 517 kHz) bis 1,3 A (fs = 400 kHz). Die Bestimmung der

Grenzen erfolgt wie beim ZCS-QRS.

Hinweis: Die Erweiterung des Strombereichs funktioniert analog zum ZCS-QRS (Verkleinerung

von Js). F muss also größer gewählt werden (siehe Abbildung 38).

Amplitudenspektren der Wellenformen

Das Spektrum der Schalterspannung des ZVS-QRS-Switch weist aufgrund der relativ großen

Amplitude der Spannung am Schalter ein größeres 𝑑𝑢

𝑑𝑡 und damit eine größere kapazitative Störung

als bei dem PWM-Wandler auf (siehe Abbildung 41). Ab 10 MHz wird die Wirkung jedoch durch

die sinusförmige Wellenform wieder ausgeglichen.

Abbildung 41:Spektrum der Schalterspannung beim ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler

In Abbildung 40 ist erkennbar, dass die Gleichrichterdiode einen Schwingkreis mit der Resonanz-

spule bildet und es somit zu einer Erhöhung der kapazitiven Kopplung bei 9 MHz kommt (siehe

Abbildung 42). Es ist aber zu beachten, dass auch beim realen PWM-Wandler durch die Leitungs-

V(Schalter) ZVS-QRS

V(Schalter) PWM


48

länge auf der Platine Ringing auftritt. Ab 20 MHz führt die trapezähnliche Wellenform (siehe Ab-

bildung 40) zu einer stärkeren Dämpfung als beim PWM-Wandler.

Abbildung 42: Spektrum der Gleichrichterdiodenspannung des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler

In Abbildung 43 ist zu sehen, dass die Resonanzspule eine Glättung des Stroms herbeiführt, sodass

das 𝑑𝑖

𝑑𝑡 nach dem Schalter deutlich reduziert ist. Es handelt sich dabei um den Strom der kritischen

Masche. Somit findet eine deutliche Entstörung statt.

Abbildung 43: Spektrum des Stroms der kritischen Masche des ZVS-QRS im Vergleich mit dem des PWM-Wandlers

V(DGleichrichter) ZVS-QRS

V(DGleichrichter) PWM

I(Lres ) ZVS-QRS

I(Eingangsstrom I1) PWM


49

Am Ausgangsfilter ist ebenso wie beim ZCS-QRS mit einer Verringerung des Strompegels ab 20

MHz zu rechnen, also mit einer Verringerung der induktiven Kopplung (siehe Abbildung 44). Die

Freilaufdiode schaltet nicht bei Nullspannung. Darum bildet sie einen Schwingkreis mit der Reso-

nanzspule, der zu einem Peak bei 9 MHz führt. Dieses Ringing tritt aufgrund von Leitungslängen

allerdings auch beim realen PWM-Wandler auf.

Abbildung 44: Spektrum der Ausgangsfilterspule des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler

Bei der Gegentakt-Störung ist niedriges 𝑑𝑖

𝑑𝑡 am Lastwiderstand zu erkennen (siehe Abbildung 45)

und damit ein etwas geringeres Störpotential zu erwarten.

I(Lfilter) ZVS-QRS

I(Lfilter) PWM


50

Abbildung 45: Spektrum des Stroms am Lastwiderstand des ZVS-QRS im Vergleich zum PWM--Wandler

Insgesamt gesehen ist also erst bei höheren Frequenzen eine Verkleinerung der Störgrößen zu er-

warten.

I(Last I2) ZVS-QRS

I(Last I2) PWM


51

2.5.3 Zero-Voltage-Switching-Multi-Resonant-Switch (ZVS-MRS)

Bei den bisher besprochenen Wandlertypen wird entweder der Schalter oder die Gleichrichterdiode

bei Nullspannung geschaltet. Der nun vorgestellte Multiresonanzwandler schaltet beide Bauelemen-

te bei Nullspannung (Abbildung 49). Dazu wird sowohl ein Kondensator parallel zum Schalter als

auch einer parallel zur Diode geschaltet (siehe Abbildung 48). Dadurch werden diese schaltentlastet

und das Ringing durch die Diode vermieden.

Die folgende Herleitung ist aus [7] übernommen. Im Rahmen der vorliegenden Arbeit wird nicht

auf jedes Detail der Herleitung eingegangen. Deshalb werden, um die Nachvollziehbarkeit und

Vergleichbarkeit mit [7] zu erhöhen, die Bezeichnungen von Strömen und Spannungen von [7] für

den folgenden Abschnitt verwendet. Die folgende Tabelle soll die Zusammenhänge aufzeigen.

Vorliegende Arbeit [7]

Cd Cr1

Cs Cr

V(Schalter) vt

V(DGleichrichter) vd

J δ

ILr, I(Lres) iLr, ir

Intervall = ω0 t θ = ωr t

Ts Tp

F f

µ m

I(Schalter) it

I(DGleichrichter) id

U(Schaltersteuerung) pt

Tabelle 1:Bezeichnungsübersicht

Zunächst wird das Verhältnis der beiden Resonanzkondensatoren zu

𝑥 ≡𝐶𝑟1

𝐶𝑟 (22)

definiert.


52

Nach [7, S. 119 - 120] befindet sich Lr in einer Schleife mit vt und vd (siehe Tabelle 1 und Abbil-

dung 48) und einem noch verbliebenen Gleichspannungsanteil Voff (𝑣𝑜𝑓𝑓 = ∑ 𝑣𝑖 wird normiert auf

1):

𝑣𝑡 + 𝑣𝑑 +𝑑𝑖𝐿𝑟

𝑑𝜃= 1 (23)

Weitere Maschen beinhalten Cr und Cr1:

𝑣𝑡 = 𝑣𝐶𝑟 + 𝑉0 𝑢𝑛𝑑 𝑣𝑑 = 𝑉𝐶𝑟1 + 𝑉1 (24) 𝑢𝑛𝑑 (25)

V0 und V1 stellen die Restladung der Kondensatoren dar.

Nach [7, cut-set of Proposition 3.7] ergibt sich (Knotenregel):

𝑖𝑡 +𝑑𝑣𝑡

𝑑𝜃+ 𝑖𝑑 − 𝑥

𝑑𝑣𝑑

𝑑𝜃= 𝛿 (26)

Ein weiterer Knoten besteht aus dem Transistor, dem parallel geschalteten Kondensator sowie der

Resonanzspule:

𝑖𝑡 +𝑑𝑣𝑡

𝑑𝜃= 𝑖𝐿𝑟 + 𝐼 (27)

I stellt dabei einen geringfügigen DC-Strom dar.

Um die Gleichungen weiter zu vereinfachen, kann man schreiben:

𝑖𝑟 ≡ 𝑖𝑡 +𝑑𝑣𝑡

𝑑𝜃≈ 𝑖𝐿𝑟 (28)

Damit ergibt sich für Gleichung (23) und (26):

𝑣𝑡 + 𝑣𝑑 +𝑑𝑖𝑟

𝑑𝜃= 1 (29)

𝑖𝑟 + 𝑖𝑑 − 𝑥𝑑𝑣𝑑

𝑑𝜃= 𝛿 (30)

In Abbildung 46 werden die Intervalle des ZVS-MRS dargestellt.


53

Abbildung 46: Intervalle des ZVS-MRS [7]


54

Anhand der gegebenen Wellenformen und der Gleichungen können nun die Intervalle aufgestellt

werden:

θ1: vt = 0, vd = 0

Gleichung:

𝑑𝑖𝑟

𝑑𝜃= 1, 𝑖𝑟(0) = 𝐼𝑛𝑛 (31)

Lösung:

𝑖𝑟 = 𝐼𝑛𝑛 + θ (32)

Gleichung (31) entsteht dabei aus (29).

Während dieses Intervalls wird der MOSFET eingeschaltet und der Strom durch die Spule nimmt

linear zu.

θ2: vt = 0, id = 0

Gleichungen:

𝑑𝑖𝑟

𝑑𝜃= 1 − 𝑣𝑑 , 𝑖𝑟(0) = 𝐼𝑛𝑓 (33)

𝑑𝑣𝑑

𝑑𝜃= −

𝛿

𝑥+

𝑖𝑟

𝑥, 𝑣𝑑(0) = 𝑉′𝑛𝑓 (34)

Lösung:

𝑖𝑟 = 𝛿 + (𝐼𝑛𝑓 − 𝛿) 𝑐𝑜𝑠𝜃

√𝑥+ √𝑥(1 − 𝑉𝑛𝑓

′ ) 𝑠𝑖𝑛𝜃

√𝑥 (35)

𝑣𝑑 = 1 + (𝑉𝑛𝑓′ − 1) 𝑐𝑜𝑠

𝜃

√𝑥+

1

√𝑥(𝐼𝑛𝑓 − 𝛿) 𝑠𝑖𝑛

𝜃

√𝑥 (36)

Gleichung (33) entsteht aus (29) und Gleichung (34) aus (30).

Der Resonanzspulenstrom erhöht sich weiter und nähert sich seinem Spitzenwert, weil der Aus-

gangsstrom auch über diese Spule fließt. Allmählich fällt Spannung über der Gleichrichterdiode ab,

da sich der Kondensator parallel zur Diode auflädt.


55

θ3: it = 0, id = 0

Gleichungen:

𝑑𝑖𝑟

𝑑𝜃= 1 − 𝑣𝑡 − 𝑣𝑑 , 𝑖𝑟(0) = 𝐼𝑓𝑓 (37)

𝑑𝑣𝑡

𝑑𝜃= 𝑖𝑟 , 𝑣𝑡(0) = 𝑉𝑓𝑓 (38)

𝑑𝑣𝑑

𝑑𝜃= −

𝛿

𝑥+

𝑖𝑟

𝑥, 𝑣𝑑(0) = 𝑉′𝑓𝑓 (39)

Lösung:

𝑣𝑡 =𝑥

1 + 𝑥(1 +

1

𝑥𝑉𝑓𝑓 − 𝑉𝑓𝑓

′ ) +𝛿

1 + 𝑥𝜃 +

𝑥

1 + 𝑥(𝑉𝑓𝑓 + 𝑉𝑓𝑓

′ − 1) 𝑐𝑜𝑠√1 + 𝑥

𝑥𝜃

+ √𝑥

1 + 𝑥(𝐼𝑓𝑓 −

𝛿

1 + 𝑥) 𝑠𝑖𝑛√

1 + 𝑥

𝑥𝜃 (40)

𝑣𝑑 =1

1 + 𝑥(1 − 𝑉𝑓𝑓 + 𝑥𝑉𝑓𝑓

′ ) −𝛿

1 + 𝑥𝜃 +

1

1 + 𝑥(𝑉𝑓𝑓 + 𝑉𝑓𝑓

′ − 1) 𝑐𝑜𝑠√1 + 𝑥

𝑥𝜃

+1

√𝑥(1 + 𝑥)(𝐼𝑓𝑓 −

𝛿

1 + 𝑥) 𝑠𝑖𝑛√

1 + 𝑥

𝑥𝜃 (41)

𝑖𝑟 =𝛿

1 + 𝑥+ (𝐼𝑓𝑓 −

𝛿

1 + 𝑥) 𝑐𝑜𝑠√

1 + 𝑥

𝑥𝜃 + √

𝑥

1 + 𝑥(1 − 𝑉𝑓𝑓 − −𝑉𝑓𝑓

′ ) 𝑠𝑖𝑛√1 + 𝑥

𝑥𝜃 (42)

Gleichung (37) entsteht aus (29), Gleichung (38) aus (28) und Gleichung (39) aus (30).

In diesem Intervall werden sowohl der Kondensator parallel zum Transistor als auch der parallel zur

Gleichrichterdiode aufgeladen (Schalter wird geschlossen). Gleichzeitig nimmt der Strom durch die

Resonanzspule ab. Dadurch entlädt sich der Kondensator parallel zur Gleichrichterdiode über den

Lastwiderstand genauso wie die Kapazität parallel zum Transistor. Somit wird der Spulenstrom

negativ.


56

θ4: it = 0, vd = 0

Gleichungen:

𝑑𝑖𝑟

𝑑𝜃= 1 − 𝑣𝑡, 𝐼𝑟(0) = 𝐼𝑓𝑛 (43)

𝑑𝑣𝑡

𝑑𝜃= 𝑖𝑟 , 𝑣𝑡(0) = 𝑉𝑓𝑛 (44)

Lösung:

𝑖𝑟 = 𝐼𝑓𝑛 𝑐𝑜𝑠 𝜃 + (1 − 𝑉𝑓𝑛) 𝑠𝑖𝑛 𝜃 (45)

𝑣𝑡 = 1 + (𝑉𝑓𝑛 − 1) 𝑐𝑜𝑠 𝜃 + 𝐼𝑓𝑛 𝑠𝑖𝑛 𝜃 (46)

Gleichung (43) entsteht aus (29) und Gleichung (44) aus (28).

Der Kondensator parallel zum Transistor entlädt sich komplett. Dadurch nimmt der negative Spu-

lenstrom langsam ab.

[7]

DC-Analyse

Die DC-Analyse wird dadurch verkompliziert, dass die Übergänge zwischen den Intervallen beim

Schalten nicht einzigartig sind. Am Ende des Intervalls θ1 sind die Anfangsbedingungen für θ2 be-

kannt: Inf = δ und V’nf = 0. Da der Übergang von θ2 nach θ3 über den Schalter eingeleitet wird, kann

θ2 als bekannt vorausgesetzt werden. Bei gegebenen θ2 gelten für θ3 folgende Startbedingungen: Iff

= ir(θ2) = ir2 und V’ff = vd(θ2) = vd2 sowie Vff = vt(θ2) = 0. Nun kann die Gleichung vd(θ3) = 0 (siehe

Abbildung 46) numerisch gelöst werden. Sobald eine Lösung gefunden wurde, sind die Anfangsbe-

dingungen für θ4 bekannt.

Am Ende des Intervalls θ4 wird der Kondensator parallel zum Transistor komplett entladen, daher

gilt: vt(θ4) = 0 mit den Anfangsbedingungen Ifn = ir(θ3) = ir3 und Vfn = vt(θ3) = vt3. Damit ergibt sich:

𝜃4 = 𝑎𝑟𝑐𝑡𝑎𝑛1

√𝑖𝑟32 + (1 − 𝑣𝑡3)2 − 1

+ 𝑎𝑟𝑐𝑡𝑎𝑛1 − 𝑣𝑡3

𝑖𝑟3

+ 𝜋 𝑖𝑟3 > 00 𝑖𝑟3 < 0

(47)

𝑖𝑟4 = −√𝑖𝑟32 + (1 − 𝑣𝑡3)2 − 1 (48)


57

Durch die Anfangsbedingung Inn = ir4 ergibt sich für θ1:

𝜃1 = 𝛿 − 𝑖𝑟4 (49)

Unter der Annahme, dass θ2 ein gegebener Parameter ist, sind nun alle anderen Lösungen und An-

fangsbedingungen klar. Das Ausgangs- zu Eingangsspannungsverhältnis m kann berechnet werden,

indem man den Diodenstrom id über eine Schaltperiode integriert:

𝑚 = 1 −1

2𝛿

𝜃12

𝜃𝑝 (50)

Dabei gilt: 𝜃𝑝 = 𝜔𝑟𝑇𝑝 =1

𝑓𝑠2𝜋𝑓𝑟 =

2𝜋

𝑓

Hinweis: Zur Berechnung von θ4 können folgende Gleichungen verwendet werden (siehe [7]).

𝑓(𝛿 = 0) =2𝜋

2 𝜃2 + 𝜃3 (51)

𝜃3 = 2√1 + 𝑥

𝑥[𝜋 − arctan (√1 + 𝑥 𝑡𝑎𝑛

𝜃2

√𝑥)] (52)

[7]

Ab diesem Abschnitt werden wieder die alten Bezeichnungen verwendet.

In Abbildung 47 ist die Charakteristik des ZVS-MRS dargestellt.

Abbildung 47: Charakteristik des ZVS-MRS [1, S. 786]


58

Zur Berechnung von R0 wird erneut Geleichung (13) verwendet:

𝑅0 =𝐽𝑉1

𝐼2

Der parallel geschaltete Kondensator Cd sowie die Resonanzspule Lr wird wie bei beim ZCS-QRS

berechnet:

𝐶𝑑 =1

2𝜋𝑓0𝑅0 (53)

𝐿𝑟 = 𝐶𝑑𝑅02 (54)

Das Verhältnis von Cd und Cs soll größer als 1 sein, da sonst der Kondensator Cs zu einem zu lang-

samen Lade- und Entladevorgang am Schalter führt und kein Schalten bei Nullspannung stattfindet.

In diesem Beispiel wird das Verhältnis folgendermaßen festgelegt:

𝐶𝑑

𝐶𝑠= 3 (55)

Die Berechnung des Ausgangsfilters erfolgt wiederrum mit (16) und (17). Alle Rechnungen können

mit dem Matlab-Script „ZVSMulti“ durchgeführt werden.


59

Simulation

Der vorgestellte Wandler hat wiederum eine Eingangsspannung U1 von 12 V, eine Ausgangsspan-

nung U2 von 3 V (µ = 0.25) und wird für einen Ausgangsstrom I2 von 1 A ausgelegt. Um einen

möglichst großen Strombereich zu erhalten, wird F = 1 (fs = 500 kHz) gewählt und ein J von 1 (sie-

he Abbildung 47). Aus diesen Werten können mit Hilfe des Matlab-Skripts „ZVSMulti“ die not-

wendigen Bauelemente berechnet werden (siehe Abbildung 48). Die Einschaltzeit wird auf 900 ns

eingestellt, um einen möglichst symmetrischen Strombereich zu erhalten. Die Schaltfrequenz fs be-

trägt 571 kHz für VL = 3 V.

Abbildung 48: Simulationsmodell des ZVS-MRS

Abbildung 49: Ströme und Spannungen des ZVS-MRS

I1 I2

V(Schalter)

V(DGleichrichter)

I(LFilter)

I(Lres)


60

In Abbildung 49 werden sind die wichtigsten Wellenformen dargestellt. Abbildung 50 zeigt den

Strom durch die kritische Masche

Abbildung 50: Strom durch die kritische Masche beim ZVS-MRS


61

Strombereich

Bei der Simulation der Switching-Zelle (Steady-State) ergibt sich ein Strombereich von 300 mA bis

1,6 A. Durch das Ausgangsfilter und die notwendige Einstellung der Ausgangsspannung über die

Frequenz reduziert sich der Bereich auf 800 mA (fs = 625 kHz) – 1,4 A (fs = 500 kHz) Die Bestim-

mung der Grenzen erfolgt wie beim ZCS-QRS.

Eine Vergrößerung des Strombereichs für kleinere Ströme bei gleichem 𝐶𝑑

𝐶𝑠= 3 ist nicht möglich, da

sich zur linken Seite die Grenze (gestrichelte Linie, siehe Abbildung 47) befindet. Auch bei der

Wahl von J = 1 und F = 0.8 ist keine Vergrößerung des Strombereiches für größere Ströme bei einer

Ausgangsspannung von 3 V möglich, da kein Zero-Voltage-Switching erreicht werden kann. Es

kommt zu zu frühem oder zu spätem Schalten.

Eine Vergrößerung des Strombereiches hin zu

kleineren Lastströmen ist nur möglich, wenn das

Verhältnis 𝐶𝑑

𝐶𝑠 erhöht wird. Abbildung 53 zeigt die

Charakteristiken für unterschiedliche Werte von

𝐶𝑑

𝐶𝑠. Wie bei den bisherigen Wandlern gilt Glei-

chung (13).

M steht dabei für µ, fN für F und IN für J. Mit zu-

nehmendem Ausgangsstrombereich erhöht sich

allerdings auch die Belastung für den Schalter

(proportionales Verhältnis). Eine große Erweite-

rung des Strombereichs ist dadurch allerdings

nicht möglich [10]

Abbildung 51: Charakteristiken für (a) Cd / Cs = 1 (b) Cd /

Cs = 2 (c) Cd / Cs = 5 [10]


62

Amplitudenspektrum der Wellenformen

Um den ZVS-MRS besser bewerten zu können, werden seine Wellenformen jeweils mit der stör-

ärmsten Wellenform der anderen Wandler verglichen.

Die Schalterspannung am ZVS-MRS ist bei der Schaltfrequenz auf dem Niveau des ZVS-QRS,

nimmt dann aber relativ schnell ab und liegt ab 2 MHz unter dem Pegel des ZCS-QRS. Das bedeu-

tet ein geringes 𝑑𝑢

𝑑𝑡 und damit eine geringe kapazitive Kopplung bei höheren Frequenzen. Mit dem

ZCS-QRS können allerdings aufgrund der kleineren Spannungsamplitude bei niedrigeren Frequen-

zen bessere Ergebnisse erzielt werden. Die kapazitive Nahfeldkopplung ist bei niedrigen Frequen-

zen geringer, da gilt 𝑍𝐶 =1

𝜔𝐶 (siehe Abbildung 52).

Abbildung 52: Spektrum der Schalterspannung des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS

V(Schalter) ZVS-MRS

V(Schalter) ZCS-QRS


63

In Abbildung 53 sind Spannungen an der Gleichrichterdiode des ZVS-QRS und des ZVS-MRS dar-

gestellt. Es ist erkennbar, dass der Peak bei 9 MHz des ZVS-QRS beim ZVS-MRS dank des Zero-

Voltage-Switching der Gleichrichterdiode nicht mehr vorhanden ist. Außerdem ist ersichtlich, dass

ab 2 MHz der ZVS-MRS ein geringeres 𝑑𝑢

𝑑𝑡 aufweist und damit eine geringere kapazitive Kopplung

auftritt. Die Diodenspannung ist zudem kleiner als beim ZCS-QRS.

Abbildung 53: Spektrum des Gleichrichterdiodenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS

Der Resonanzspulenstrom liegt am Anfang ca. 15 dB oberhalb des Wertes für den PWM-Wandler

(größere Amplitude durch Resonanznetzwerk), sinkt dann allerdings mit 40 dB pro Dekade ab und

erreicht ab 2 MHz das Niveau des PWM-Switches. Er liegt dabei noch 10 dB unterhalb des ZVS-

QRS (siehe Abbildung 54) und 20 dB unterhalb des ZCS-QRS. Durch das sehr geringe 𝑑𝑖

𝑑𝑡 entstehen

ab 2 MHz nur geringe induktive Störungen in der kritischen Masche.

V(DGleichrichter) ZVS-MRS

V(DGleichrichter) ZVS-QRS


64

Abbildung 54: Spektrum des Resonanzspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS

Der Storm durch die Filterspule wird durch den ZVS-MRS nochmals um ca. 10 dB reduziert (siehe

Abbildung 55). Dadurch kommt es zu einem geringeren 𝑑𝑖

𝑑𝑡 und dadurch zu einer geringeren induk-

tiven Kopplung als beim ZCS-QRS. Dies ist auf die zusätzliche Filterwirkung des relativ großen

Resonanzkondensators parallel zur Gleichrichterdiode zurückzuführen.

Abbildung 55: Spektrum des Filterspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS

I(Lres) ZVS-MRS

I(Lres) ZVS-QRS

I(Lfilter) ZVS-MRS

I(Lfilter) ZCS-QRS


65

Der Strom über dem Lastwiderstand des ZVS-MRS weist ebenfalls einen deutlich niedrigeren Pegel

als die bisherigen anderen Wandler auf, da durch das Zero-Voltage-Switching der Diode das Rin-

ging deutlich reduziert wird. Dadurch sind nur geringere Gegentakt-Störungen am Lastwiderstand

zu erwarten.

Abbildung 56: Spektrum des Lastwiderstandstroms des ZVS-MRS im Vergleich zum ZVS-QRS

Der Vergleich zeigt, dass der ZVS-MRS bei nahezu allen Wellenformen besser als die bisherigen

anderen Wandler abschneidet.

I(Last) ZVS-MRS

I(Last) ZVS-QRS


66

2.5.4 Zero-Voltage-Quasi-Square-Wave-Wandler (ZVS-QSW)

Der ZVS-QSW schaltet ebenso wie der ZVS-MRS sowohl die Gleichrichterdiode als auch den

Transistor bei Nullspannung. Allerdings sind seine Wellenformen nicht sinusförmig, sondern eher

trapezförmig. Abbildung 57 zeigt die Charakteristik eines ZVS-MRS mit einer Diode statt einem

zweiten Schalter (hergeleitet in [7]). Dieser kann über die Frequenz geregelt werden. Es ist erkenn-

bar, dass bei zunehmender normierter Frequenz das Verhältnis von Ausgangs- zur Eingangsspan-

nung immer größer werden muss, sodass der Arbeitspunkt innerhalb des ellipsenförmigen Bereichs

liegt. Da der ZVS-QSW in der Variante mit zwei Schaltern (siehe Abbildung 58) mit konstanter

Frequenz betrieben werden soll, bildet die Kennlinie in Abbildung 57 die Grenze des Zero-Voltage-

Switching für die jeweilige normierte Frequenz F.

Abbildung 57: Charakteristik des ZVS-QSW [7, S. 149]

Dieser Konverter wird ebenso wie der gewöhnliche PWM-Wandler betrieben und durch die Varia-

tion der Einschaltzeit von S2 gesteuert, der die Gleichrichterdiode ersetzt.

µ

J

F


67

Aus diesem Grund gilt:

µ = 𝐷 (56)

Dabei steht D für den Duty-Cycle von S1. Die Arbeitspunkte für diesen Wandler liegen also auf den

waagrechten Strecken, die an der µ-Achse beginnen und bis zur jeweiligen F-Kennlinie verlaufen.

Bei der Auswahl des Arbeitspunkts ist zu beachten, dass eine Frequenz F gewählt wird, für welche

sich das benötigte µ innerhalb der ellipsenförmigen Grenze befindet. Es ist allerdings darauf zu ach-

ten, das F nicht zu klein zu wählen, da die Wellenformen sonst dem PWM-Wandler entsprechen

(steile Flanken) und somit keine Schaltentlastung stattfindet. Es muss also ein Kompromiss zwi-

schen Flankensteilheit und dem verwendeten Ausgangs- zu Eingangsspannungsverhältnis µ gefun-

den werden. Für die Berechnung von R0 wird Formel (13) verwendet. Für Cr und Lr werden erneut

die Gleichungen (14) und (15) benötigt. Da die Filterspule L parallel zur Lr zu schalten ist, kann

diese aufgrund ihrer großen Induktivität vernachlässigt werden. Die Filterung erfolgt rein kapazitiv

über C, das sich über die Formel (17) berechnen lässt. Wird ein geringerer Spannungsrippel benö-

tigt, kann die Kapazität weiter erhöht werden.


68

Simulation

Die Berechnung der Bauteilwerte erfolgt über das Matlab-Skript „ZVSQSW“. Als Arbeitspunkt

werden folgende Werte verwendet: µ = 0,25, F = 0,3 und J = 0,75. Die so berechneten Werte wer-

den in die Simulation eingegeben (siehe Abbildung 58). Da sich der Spannungsripple als zu groß

herausstellt, wird die Kapazität C um den Faktor 3 erhöht. Um die Ausgangsspannung anzupassen,

wird die Frequenz auf 556 kHz erhöht. Die Ausgangspannung kann außerdem über die Einschaltzeit

von Schalter S1 reguliert werden. Abbildung 59 zeigt die Wellenformen des berechneten ZVS-

QSW.

Abbildung 58: Simulationsmodell des ZVS-QSW

Abbildung 59: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW

I1 I2

V(SGleichrichter)

I(Lres)

V(Schalter)


69

Strombereich

Die optimale Einstellung des ZVS-QSW bei 1 A liegt bei einer Verzögerungszeit von 1,1 µs bei S2

gegenüber dem Einschaltvorgang von S1 (siehe Abbildung 58) sowie einer Einschaltzeit von 594 µs

bei S2. Über die Einschaltzeit von S2 kann die Ausgangsspannung eingestellt werden. Wird diese

angepasst, bleiben die Wellenformen der Ströme und Spannungen bis 50 mA unverändert.

Die Intervallgrenze am oberen Ende liegt bei 1,1 A. Ab diesem Strom verläuft die Kurve zu flach

und es entsteht eine rechteckförmige Stufe (siehe Abbildung 60 und vergleiche Abbildung 59). Dies

ist darauf zurückzuführen, dass S2, um die Ausgangsspannung von 3 V zu erreichen, später abge-

schaltet werden muss.

Ein größerer Spannungsbereich ist bei diesem Wandler nicht möglich, da die Flanken der Schalter-

spannung dann relativ steil sein müssen. Es kommt bei großen Strömen, wie bereits erwähnt, relativ

schnell zur Bildung von Stufen. Der ermittelte Strom von 50 mA ist schon sehr gering, sodass eine

weitere Reduktion nicht sinnvoll ist.

Abbildung 60: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW bei Überschreitung der oberen Stromgrenze


70

Amplitudenspektrum der Wellenformen

Bei der Schalterspannung ist erkennbar, dass der ZVS-QSW bei niedrigen Frequenzen eine kleinere

Amplitude aufweist, während bei höheren Frequenzen ab 3 MHz der ZVS-MRS die kleineren Stö-

rungen aufweist (siehe Abbildung 61). Dies ist auf die trapezförmige Wellenform des ZVS-QSW

zurückzuführen. Erst ab 200 MHz macht sich die -40 dB pro Dekade beim Trapez bemerkbar. Die

kapazitive Kopplung ist also über den gesamten Frequenzbereich gesehen zwischen beiden Wand-

lern nahezu gleich.

Abbildung 61: Vergleich des Amplitudenspektrums der Schalterspannung des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS

Da die Spannung am Schalter, der die Diode ersetzt, ebenfalls einen trapezförmigen Verlauf hat, ist

auch bei diesem Pegel eine Verschlechterung um bis zu 20 dB erkennbar (siehe Abbildung 62).

Dadurch kommt es beim ZVS-QSW im Vergleich zum ZVS-MRS zu einer größeren kapazitativen

Kopplung.

V(Schalter) ZVS-MRS

V(Schalter 1) ZVS-QSW


71

Abbildung 62: Vergleich des Amplitudenspektrums des Gleichrichterschalters bzw. -diode des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS

Der Strom durch die kritische Masche ist aufgrund des Fehlens der Resonanzspule in dieser Schlei-

fe um bis zu 40 dB höher als beim ZVS-MRS (siehe Abbildung 63). Dadurch kommt es zu größe-

rem 𝑑𝑖

𝑑𝑡 und dadurch beim ZVS-QSW zu größeren induktiven Störungen. Lediglich der erste Peak

bei ca. 570 kHz ist aufgrund der kleineren Amplitude ca. 10 dB niedriger als beim ZVS-MRS.

Abbildung 63: Vergleich des Amplitudenspektrums des Stroms der kritischen Masche ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS

I(Lres) ZVS-MRS

I(Eingangsstrom I1) ZVS-QSW

V(DGleichrichter) ZVS-MRS

V(SGleichrichter) ZVS-QSW


72

Der Strom durch die Filterspule fällt aufgrund des großen Strom-Rippels über das gesamte Spekt-

rum (siehe Abbildung 64) hinweg um ca. 40 dB höher aus, was ein großes 𝑑𝑖

𝑑𝑡 und damit eine starke

induktive Kopplung mit sich bringt. Eine Verringerung des Rippels ist nicht möglich, da bei diesem

Wandler die Filterspule parallel zur Resonanzspule geschaltet werden müsste. Da die Resonanzspu-

le aber deutlich kleiner als die Filterspule ist, würde lediglich Lr wirken (der Strom fließt durch den

kleineren induktiven Widerstand).

Abbildung 64: Vergleich des Spektrums des Stroms durch die Filterspule des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS

Beim Vergleich vom Strom durch den Lastwiderstand ergeben sich keine Unterschiede. Da der

ZVS-QSW keine Filterspule besitzt, erfolgt die Filterung ausschließlich kapazitiv.

Durch die Verwendung eines größeren Ausgangskondensators kann der Strom an die Amplitude des

QSW-MRS-Switch angepasst werden. Die anderen Wellenformen werden davon nicht beeinflusst.

I(Lfilter) ZVS-MRS

I(Lres) ZVS-QSW


73

2.5.5 Fazit des Vergleichs

Kapitel 2.5.3 zeigt, dass sich der ZVS-MRS im Vergleich mit den störärmsten Wellenformen der

Wandler insgesamt gesehen als die beste Alternative darstellt. Dies gilt besonders dann, wenn man

bedenkt, dass er im Vergleich mit nur einem einzelnen Wandler ein noch besseres Ergebnis erzielt.

Der direkte Vergleich mit dem ZVS-QSW in Kapitel 2.5.4 zeigt außerdem, dass der ZVS-MRS bei

allen wichtigen Störgrößen besser abschneidet. Somit stellt der ZVS-MRS die beste Alternative dar.

Es wird also entschieden, den ZVS-MRS als Schaltung umzusetzen.


74

3. Schaltungsentwurf und Layout

3.1 Schaltungsentwurf

Die verwendete Schaltung lässt sich in drei Segmente aufteilen. Um ein Rechtecksignal für die An-

steuerung des Schalters des ZVS-MRS erzeugen zu können, wird ein VCO benötigt. Die Amplitude

dieses Signals ist allerdings zu klein, um den P-MOS-Schalter direkt ansteuern zu können.

Aus diesem Grund ist es erforderlich, das Signal mit einer Gegentakttreiberstufe zu verstärken.

3.1.1 VCO (Voltage Controlled Oszillator)

Beim VCO fällt die Wahl auf den Baustein LTC 6990 (siehe Abbildung 65). Dieser ist in der Lage,

Signale im Bereich von 100 kHz bis 1 MHz zu erzeugen. Das Bauelement kommt mit einer Span-

nung von 2,25 V aus. Aus diesem Grund wird ein Spannungsteiler eingesetzt, um die Spannung auf

2,7 V zu reduzieren. Dieser dient neben der Spannungsversorgung (V+) auch zum Einschalten des

Ausgangs (OE). Über das in der Schaltung vorhandene Poti R3 kann die Ausgangsfrequenz einge-

stellt werden. Eine Änderung des Tastverhältnisses ist nicht erforderlich, da ein Duty-Cycle von 50

% ausreichend ist, um den MOSFET im gewünschten Zeitbereich umschalten zu können (siehe Ka-

pitel 2). Um den Duty-Cycle auch bei der nachfolgenden Gegentakttreiberstufe beibehalten zu kön-

nen, wird das Ausgangssignal des VCO durch einen weiteren Spannungsteiler auf 1 V reduziert.

Die Verringerung der Basis-Emitter-Spannung sorgt dafür, dass der Transistor Q4 (NPN) nicht zu

stark übersteuert wird. Beim Übersteuern würde durch das Ausräumen der Ladungsträger der Aus-

schaltvorgang verlängert werden, was dann den Duty-Cycle verändern würde. Der Kondensator

CVCO dient lediglich der Entstörung bzw. Pufferung.

Der Set-Eingang wird nach Applicaion Note mit einem Spannungsteiler, bestehend aus zwei 1 kΩ-

Widerständen, beschaltet. Eine weitere Beschaltung ist nicht erforderlich. Der Ausgangsstrom des

VCO beträgt maximal 20 mA (siehe [9]).

3.1.2 Gegentakttreiberstufe

Nach dem Ausgang des VCO wird eine Gegentakttreiberstufe geschaltet (siehe Abbildung 65). Die-

se erhöht die Amplitude des Rechtecksignals auf 12 V und ermöglicht es dadurch, den P-Kanal-

MOSFET des Wandlers anzusteuern. Der Transistor Q4 (Emitterschaltung) dient dabei der Verstär-

kung der Basis-Emitter-Spannung und sorgt dafür, dass die Transistoren Q2 (NPN) und Q3 (PNP)

abwechselnd in Sättigung getrieben werden und somit leiten.


75

Als Basisvorwiderstand des Transistors Q3 werden 100 Ω gewählt. Dadurch wird der Eingangs-

strom auf ca. 2 mA begrenzt. Um die Schaltung symmetrisch zu gestalten, werden für die anderen

Widerstände der Treiberstufe ebenfalls 100 Ω gewählt. Dadurch bleiben die Flanken steil und der

MOSFET kann schneller umschalten.

Für den Aufbau der Schaltung werden als NPN-Transistoren Q2 und Q4 2N2222 und als PNP-

Transistor ein 2N2907 verwendet. Diese bieten eine ausreichend kurze Ein- und Ausschaltzeit und

sind überall verfügbar.

3.1.3 ZVS-MRS

Die Schaltung des Wandlers wird gemäß den Bauteilwerten aus Kapitel 2.5.3 aufgebaut. Zusätzlich

werden noch Eingangskondensatoren zum Puffern der Eingangsspannung und Kurzschließen hoch-

frequenter Ströme am Eingang hinzugefügt (siehe Abbildung 65). Um den Spannungsrippel am

Ausgang klein zu halten, werden nun 2 x 33 nF-Kondensatoren eingesetzt. Dadurch wird gleichzei-

tig der ESR-Widerstand klein gehalten, was geringere Gegentakt-Störungen am Ausgang mit sich

bringt, da die HF-Ströme effektiver kurzgeschlossen werden.

Abbildung 65 zeigt die funktionsfähige Schaltung des Wandlers.


76

Abbildung 65: Simulationsmodell des Resonanzkonverters V1


77

3.2 Layout

Am Schaltungseingang sind Pufferkondensatoren vorgesehen. Zudem ist es möglich, X-

Kondensatoren zum Unterdrücken von Gegentaktstörungen sowie Y-Kondensatoren zur Unterdrü-

ckung von Gleichtaktstörungen auf dem Layout anzubringen. Die Y-Kondensatoren werden über

eine Masseplatte mit dem Schutzleiter des Netzteils verbunden. Außerdem besteht die Möglichkeit,

eine stromkompensierte Drossel LCMB zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen zu platzieren

(siehe [8] und Abbildung 69). Diese Lötplätze bleiben aber unbestückt, um die EMV-Störungen des

Resonanzwandlers besser beurteilen zu können.

Die Simulation der Amplitudenspektren hat gezeigt, dass der Strom in der kritischen Masche durch

den Multiresonanzwandler deutlich reduziert werden kann (siehe Kapitel 2.5.3). Trotzdem wird

diese Masche möglichst klein gehalten. Allerdings treten nun Umladevorgänge an anderen Stellen

in der Schaltung auf, die auf Resonanzelemente zurückzuführen sind. So findet beispielsweise ein

Umladevorgang zwischen dem Kondensator Cs und dem sich einschaltenden P-Kanal-MOSFET Q1

statt, bei dem der Kondensator schlagartig über den Transistor entladen wird und somit eine Strom-

spitze erzeugt (großes 𝑑𝐼

𝑑𝑡, siehe Abbildung 66). Um diese zu begrenzen wird ein zusätzlicher 1 Ω-

Widerstand R14 in Reihe zum Kondensator Cs geschaltet. Um die Fläche der Masche zu verringern,

werden der Transistor auf der Unterseite der Platine und der Kondensator sowie der Widerstand auf

der Oberseite der Platine darüber platziert. Da auch die Diode D1 bei diesem Vorgang beteiligt ist,

wird sie direkt daneben angelötet. Die Schaltung zu Abbildung 66 ist in Abbildung 65 dargestellt

(R14, im Schaltbild bereits vorhanden, wird für die Simulation von Abbildung 66 überbrückt).

Abbildung 66: Umladevorgang zwischen CS, Q1 und D1


78

Ein weiterer Umladevorgang findet zwischen dem Kondensator Cd und der Diode D2 statt. Dieser

wird in Abbildung 67 dargestellt. Um diese Masche ebenfalls klein zu halten, werden diese Bauteile

ebenfalls übereinander platziert. Es gilt: Je geringer die Fläche der Masche, desto geringer sind die

induktiven Störungen, die von ihr ausgehen.

Abbildung 67: Umladevorgang zwischen Cd und D2

Abbildung 68 zeigt den kompletten Schaltplan des Wandlers. Um Messungen an der Schaltung

durchführen zu können wurden die Jumper JP1 und JP2 hinzugefügt. JP3 dient zum Anschluss ei-

nes externen Widerstands und darf nicht gebrückt werden, da sonst ein Kurzschluss entsteht.

Die Kondensatoren CG, CVCO1 und der Widerstand R15 dienen lediglich der Spannungsstabilisie-

rung und Entstörung (Kurschließen von eingekoppelten Störungen auf der VCC-Leiterbahn durch

die Kondensatoren). Eine LED zeigt den eingeschalteten Zustand des Wandlers an. Über den Wi-

derstand RG kann die Steilheit der Flanken eingestellt werden. Da aber möglichst steile Flanken

erwünscht sind, wird zunächst ein 0 Ω-Widerstand eingesetzt.

In Abbildung 69 ist das Layout des Resonanzkonverters V1 dargestellt. Schleifen mit Umladevor-

gängen sind rot markiert. Zur Kühlung des Lastwiderstandes sind in seiner Umgebung zusätzliche

Vias angebracht. Um die Leiterschleifen möglichst klein zu halten und somit die induktive Kopp-

lung zu reduzieren, sind an allen Massepunkten Vias vorhanden. Außerdem wird darauf geachtet,

dem Rückstrom möglichst viele Pfade anzubieten.

Die verwendeten Spulen sind geschirmt und am Rand des Layouts angebracht, sodass die Schaltung

möglichst wenig von magnetischen Feldern beeinflusst werden kann.


79

Abbildung 68: Stromlaufplan des Resonanzkonverters V1

Abbildung 69: Layout des Resonanzkonverters V1

Stromkomp. Drossel

X-Kondensatoren

Fläche zur Wärme-verteilung

Ausgangskonden-satoren

Kritische Masche


80

4. EMV-Messungen

In diesem Kapitel werden sowohl die Funkstörspannungsmessung als auch die Funkstörsfeldstär-

kemessung (nach CISPR 25) durchgeführt. Dadurch können die EMV-Eigenschaften des ZVS-

MRS besser beurteilt werden.

Der folgende Text stammt aus [8] und erklärt die Vorgehensweise:

Funkstörspannung und Funkstöfeldstärke werden getrennt vermessen. Die Messung der Funkstör-

spannung von 150 kHz bis 30 MHz wird in einer Schirmkammer durchgeführt. Der Wandler muss

dabei an eine Netznachbildung angeschlossen sein. Diese soll das Stromnetz abschirmen und

gleichzeitig die Störaussendung des Prüflings an einen Messempfänger weiterleiten. Zusätzlich bil-

det die normierte Impedanz die Vergleichsgrundlage für die normgerechte Messung. Die Netznach-

bildung wird dabei von einer 12V-Autobatterie mit Spannung versorgt. Der Versuchsaufbau ist in

Abbildung 70 dargestellt.

Abbildung 70: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörspannung [8, S. 35]

Um einen Rückpfad für den Strom bereitzustellen muss die Masseplatte mit der Netznachbildung

verbunden sein. Der Abstand des Prüflings zur Masseplatte sollte möglichst gleich groß sein, um

unterschiedliche Messungen besser miteinander vergleichen zu können.


81

Die Funkstörfeldstärke von 30 MHz bis 1 GHz wird in einem Absorberraum mit einer Breitbandan-

tenne und einem Messempfänger, der außerhalb der Messkammer platziert ist, vermessen (Ver-

suchsaufbau in Abbildung 71). Zusätzlich wird eine Impedanz von 50 Ω (Netznachbildung) zwi-

schen die Batterie und den Prüfling geschaltet. Der Abstand von 1 m zur Messantenne ist in der

Norm festgelegt. Es wird sowohl mit horizontaler als auch mit vertikaler Ausrichtung der Antenne

gemessen. Dadurch werden der elektrische und der magnetische Anteil der elektromagnetischen

Welle erfasst.

Abbildung 71: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörfeldstärke [8, S. 35]

Auch hier soll die Position des Prüflings möglichst nicht verändert werden, um die Vergleichbarkeit

der Ergebnisse sicherzustellen. [8]

Ziel der beiden Messungen ist es, die Störaussendung des Resonanzwandlers zu erfassen, um die

Auswirkung der sinusförmigen Wellenformen des Wandlers anhand der Norm CISPR 25 besser

beurteilen zu können. Die Messung mit horizontaler und vertikaler Polarisation bei der Funkstör-

feldstärkemessung waren sehr ähnlich, sodass in dieser Arbeit lediglich die horizontale Polarisation

betrachtet wird. Gleiches gilt für die Störspannungsmessung am Plus- bzw. am Minuspol. Aus die-

sem Grund wird nur die Pluspolmessung berücksichtigt.

1 m


82

4.1 Funkstörspannungsmessung

Die Messung der Funkstörspannung (Pluspol, Peak) ergibt im Bereich von 150 kHz bis zu 1 GHz

(Bandbreite 9 kHz) das in Abbildung 72 dargestellte Ergebnis. Es ist ersichtlich, dass die CISPR-

25-Norm der Klasse 5 hier nicht eingehalten werden kann (Klasse 2 wird erfüllt). Dies ist auf die

große Amplitude (Peak bei der Schaltfrequenz), die durch das Resonanznetzwerk entsteht, zurück-

zuführen (siehe Kapitel 2). Als Vergleich wird hierbei das Demoboard 2019A mit dem LT-8614-

Wandler von Linear Technology (fs = 480 kHz, Ausgangsstrom 300 mA) herangezogen. Diese

Schaltung wurde speziell für die Anforderungen des Automobilbereichs erstellt und hat eine sehr

niedrige Störaussendung. Daher ist auch ein EMV-Netzfilter eingebaut, das leitungsgebunden Stö-

rungen herausfiltert. Somit wird hier ein wesentlich besseres Ergebnis als beim Resonanzwandler

erzielt. Es ist allerdings erkennbar, dass beim ZVS-MRS das Spektrum deutlich schneller abfällt.

Aufgrund der hohen Amplitude und des fehlenden Filters kann die CISPR-25-Norm bei den Durch-

schnittswerten nicht eingehalten werden.

Abbildung 72: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 9 kHz

-20,0

-10,0

0,0

10,0

20,0

30,0

40,0

50,0

60,0

70,0

80,0

0,1 1 10

Mag

nit

ud

e in

dB

µV

Frequenz in MHz

PK+_CLRWR ZVS-MRS 9 kHz PK+_CLRWR ZVS Demo 9 kHz CISPER 25 Class 5


83

Zusätzlich wird eine Störspannungsmessung (Pluspol, Peak) mit der Bandbreite 120 kHz im Be-

reich von 30 bis 150 MHz durchgeführt (siehe Abbildung 73). Es ist erkennbar, dass die CISPR-25-

Klasse-5 eingehalten wird. Außerdem nimmt der Pegel mit zunehmender Frequenz weiter ab (siehe

auch Kapitel 2). Die maximale Pegelhöhe ist vergleichbar mit dem Demoboard. Im Falle der

Durchschnittswerte wird die Klasse 4 der Norm (aufgrund des Peaks bei 90MHz) eingehalten.

Abbildung 73: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 120 kHz

Da die Messungen von Peak und Durchschnittswert einen ähnlichen Verlauf haben, wird der

Durchschnittswert bei beiden Messungen nicht näher betrachtet.

0,0

5,0

10,0

15,0

20,0

25,0

30,0

35,0

40,0

45,0

50,0

10 100

Mag

nit

ud

e in

dB

µV

Frequenz in MHz

PK+_CLRWR ZVS-MRS 120 kHz PK+_CLRWR Demo 120 kHz CISPER 25 Class 5


84

4.2 Funkstörfeldstärke

Bei der Funkstörfeldstärke wird mit einer Bandbreite von 120 kHz (horizontal, Peak) gemessen.

Der Frequenzbereich erstreckt sich von 30 MHz bis zu 1 GHz. In Abbildung 74 ist zu erkennen,

dass sich das Störspektrum des ZVS-MRS deutlich unterhalb der CISPR-25-Norm der Klasse 5

befindet. Die Werte des Demoboards bewegen sich auf dem gleichen Level. Die Ergebnisse der

Durchschnittsmessung liegen ca. 10 dB unterhalb der gezeigten Spannungen und erfüllen ebenfalls

die Klasse 5 der CISPR-25-Norm.

Abbildung 74: Funkstörfeldstärkemessung mit der Bandbreite 120 kHz

Die Messungen bestätigen die Simulationsergebnisse aus Kapitel 2. Das Resonanznetzwerk wirkt

vor allem bei hohen Frequenzen. Bei niedrigen Frequenzen ist eine Filterung über ein EMV-

Netzfilter nötig, um die Grenzwerte einzuhalten.

0,0

5,0

10,0

15,0

20,0

25,0

30,0

35,0

40,0

45,0

50,0

10 100 1000

Mag

nit

ud

e in

dB

µV

Frequenz in MHz

PK+_CLRWR ZVS-MRS 120 kHz PK+_CLRWR Demo 120 kHz CISPER 25 Class 5


85

5. Zeitverlauf wichtiger Wellenformen

In diesem Kapitel ist der Zeitverlauf einiger Wellenformen dargestellt, um die Funktionsfähigkeit

der Schaltung zu belegen. In Abbildung 75 ist die Gate-Spannung des MOSFET gegen Masse dar-

gestellt. Die Flanken sind dank des Gegentakverstärkers mit 80 und 160 ns sehr steil. Dadurch wird

der erwünschte Duty-Cycle von ca. 50 % erreicht. Der Zeitverlauf in Abbildung 76 zeigt, dass die

Spannungen am MOSFET (Blau) und Diode (Türkis) ebenfalls den Simulationsergebnissen von

Kapitel 2 entsprechen. Die Funktionsfähigkeit der Schaltung ist somit belegt.

Abbildung 75: Gemessener Zeitverlauf zwischen dem Gate des P-Kanal-MOSFET und Masse

Abbildung 76: Gemessener Zeitverlauf der Spannung des MOSFET und der Gleichrichterdiode


86

6. Zusammenfassung und Ausblick

6.1 Zusammenfassung

Im Rahmen dieser Bachelorarbeit sollte der Prototyp eines Abwärtswandlers entwickelt werden,

anhand dessen die Störaussendung von Resonanzwandlern beurteilt werden können.

Zunächst war es erforderlich, unterschiedliche Wandlertopologien näher zu betrachten. Dazu muss-

ten mehrere Schaltungen entwickelt, die Bauteile dimensioniert und diese simuliert werden. Dabei

wurde besonders auf die Störgrößen näher eingegangen. Der ZVS-MRS stellte sich dabei als derje-

nige Wandler mit den besten EMV-Eigenschaften heraus. Es wurde beschlossen, diesen als Proto-

typ umzusetzen. Außerdem wurde festgestellt, dass Resonanzwandler vor allem im Bereich der

Funkstörfeldstärke wirken.

Um die Ansteuerung des Wandlers sicherzustellen wurde ein VCO verwendet, dessen Signal mittels

einer Gegentaktendstufe verstärkt wird. Die Steuerung der Schaltfrequenz und somit der Ausgangs-

spannung des Wandlers können mittels eines Potentiometers eingestellt werden. Außerdem wurden

die Bauteile für die Schaltung ausgewählt.

Der nächste Schritt war der Entwurf des Layouts. An kritischen Stellen der Schaltung sind Puffer

bzw. Entstörkondensatoren angebracht, die den reibungsfreien Ablauf des Schaltprozesses gewähr-

leisten sollen. Dazu gehören zum Beispiel die Eingangskondensatoren und der Kondensator, der an

der Versorgungsleitung des VCO gegen Masse geschaltet ist. Durch die Simulation wurden außer-

dem schnelle Umladevorgänge erkannt, die zwischen dem schaltenden MOSFET bzw. der Gleich-

richterdiode und den parallel geschalteten Resonanzelementen stattfinden. Um die betroffenen Ma-

schen und damit die Störaussendung möglichst klein zu halten, befindet sich jeweils eines dieser

Bauteile auf den Top- und das andere auf dem Bottom-Layer. Die verwendeten geschirmten Spulen

sind am Rand der Schaltung platziert, was eine geringere magnetische Kopplung zufolge hat.

Abschließend fand eine Messung der Funkstörspannung und der Funkstörfeldstärke des entwickel-

ten Prototypen statt, welche die Wirksamkeit des Resonanznetzwerkes bei hohen Frequenzen bestä-

tigte.


87

6.2 Ausblick

In dieser Bachelorarbeit wurden die Grundlagen für die Verwendung von Resonanzwandlern in

Fahrzeugen gelegt. Anhand der dargestellten Wellenformen und Erklärungen kann die Funktion der

unterschiedlichen Wandlertopologien nachvollzogen werden. Auch die auftretenden Störgrößen der

Wandler wurden genau analysiert. Die Bauteile sind so auf dem Layout platziert, dass die Maschen

mit kritischen Umladevorgängen möglichst klein gehalten werden.

Die Messung von Störspannung und Störfeldstärke kann als Basis für weitere Entstörmaßnahmen

dienen. So ist die Möglichkeit gegeben, ein EMV-Netzfilter auf dem bereits vorhandenen Layout zu

platzieren, um die Störaussendung der Schaltung bei niedrigen Frequenzen noch weiter zu verrin-

gern. Dies gilt insbesondere für die Landeplätze der stromkompensierten Drossel und der Y-

Kondensatoren, die zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen dienen können. Zudem können

zusätzliche X-Kondensatoren zur Unterdrückung von Gegentaktstörungen auf dem Layout platziert

werden.

Eine weitere Aufgabe könnte darin bestehen, das momentan eingesetzte Potentiometer durch einen

Regler zu ersetzen. Dadurch wäre es möglich, die Einstellung der Ausgangsspannung anhand der

Frequenz automatisch erfolgen zu lassen.


88

7. Quellen und Abbildungsverzeichnis

7.1 Quellenverzeichnis

[1] Robert W. Erickson/Dragan Maksimović, Fundamentals of Power Electronics SECOND

EDITION, Kluwer Academic Publishers, Norwell Massachusetts USA, 2004

[2] http://www.hot.ei.tum.de/index.php?id=26, 01.04.2014

[3] http://www.ti.com/lit/ml/slup085/slup085.pdf, 01.042014

[4] http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=1287744, 01.04.2014


[6] Manfred Michael, Leistungselektronik – Eine Einführung, Springer-Verlag Berlin Heidel-

berg New York, 1992

[7] Dragan Maksimovic, Synthesis of PWM and Quasi-Resonant DC-to-DC Power Converters,

Dissertation, California Institute of Technology, 1989

[8] A. Förstner, B. Hiller, Entwicklung einer EMV-optimierten Spannungsversorgung für Digi-

talschaltungen, basierend auf einem schnell getakteten DC-DC-Wandler, Studienarbeit,

Hochschule Ulm, Wintersemester 2013/2014

[9] http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6990fc.pdf, 01.04.2014


http://www.hot.ei.tum.de/index.php?id=26

http://www.ti.com/lit/ml/slup085/slup085.pdf

http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=1287744


http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6990fc.pdf



89

7.2 Abbildungsverzeichnis

Abbildung 1: Blockschaltbild eines Gleichspannungswandlers nach [1, S. 1] ........................................................................................9 Abbildung 2: Prinzipschaltbild eines Gleichspannungswandlers mit Schalter nach [1, S. 5] ................................................................ 11 Abbildung 3: Ausgangsspannung vs(t) des Schalters [1, S. 18] ............................................................................................................. 11 Abbildung 4: Steuergeräte im Fahrzeug [2] ........................................................................................................................................... 13 Abbildung 5: Blockschaltbild eines Schaltnetzteils nach [1, S. 8] ......................................................................................................... 14 Abbildung 6: Einfacher Resonanzwandler [3, S. 1] ............................................................................................................................... 15 Abbildung 7: Schaltvorgang eines Wandlers ohne und mit Resonanzkreis [3, S. 2] .............................................................................. 16 Abbildung 8: Darstellung unterschiedlicher Resonanzschalter [3, S. 2] ................................................................................................ 17 Abbildung 9: Ströme und Spannungen am einfachen Resonanzkonverter [3, S. 6] ............................................................................... 18 Abbildung 10: Stromlaufplan eines Full-Bridge LCC Resonant-Converters [4, S. 10] ........................................................................ 19 Abbildung 11: Full-Bridge-Resonant-Converter mit aufgeteilten Resonanzelementen [4, S. 12] ......................................................... 20 Abbildung 12: Schaltung zur Unterdrückung des Diodenstroms [5, S. 127] ......................................................................................... 21 Abbildung 13: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S.763] ..................................................... 23 Abbildung 14: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Diodenspannung und -strom (b) [1, S. 764] ...................................................................... 24 Abbildung 15: Hart schaltender Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 766] ................................................ 25 Abbildung 16: ZVS-Buck-Wandler (a) mit Transistorspannung und -strom (b) [1, S. 767] .................................................................. 26 Abbildung 17: Darstellung der EMV-Störgrößen anhand eines PWM-Wandlers .................................................................................. 27 Abbildung 18: Gleich- und Gegentaktstörung [8] ................................................................................................................................. 28 Abbildung 19: Schaltbild der ZCS-Zelle [1 S. 770] .............................................................................................................................. 29 Abbildung 20: Zeitintervalle der ZCS-Zelle [1 S. 771] ......................................................................................................................... 30 Abbildung 21: Charakteristik der ZCS-Zelle (Js über µ) [1, S. 777] ..................................................................................................... 32 Abbildung 22: Simulationsmodell des ZCS-Schalters ........................................................................................................................... 33 Abbildung 23: Strom und Spannung beim ZCW im Arbeitspunkt ........................................................................................................ 34 Abbildung 24: Strom und Spannung beim ZCS nach der Feineinstellung............................................................................................. 34 Abbildung 25: Simulationsmodell des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers ............................................................................. 36 Abbildung 26: Strom und Spannung des vollständig dimensionierten ZCS-Wandlers .......................................................................... 36 Abbildung 27: Störgrößen beim ZCS-QRS ........................................................................................................................................... 36 Abbildung 28: Unterer Strom-Grenzbereich der ZCS-Zelle mit Ausgangsfilter.................................................................................... 37 Abbildung 29: Oberer Strom-Grenzbereich bei der ZCS-Zelle ............................................................................................................. 38 Abbildung 30: Schaltung eines PWM-Abwärtswandlers....................................................................................................................... 39 Abbildung 31: Spektrum der wichtigsten Messgrößen bei einem PWM-Wandler ................................................................................ 39 Abbildung 32: Spektrum der Schalterspannung beim ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler .............................................. 40 Abbildung 33: Spektrum der Diodenspannung beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler ...................................................... 40 Abbildung 34: Spektrum des Eingangsstroms I1 beim ZCS-QRS im Vergleich zum PWM-Wandler ................................................... 41 Abbildung 35: Spektrum des Stroms der Ausgangsfilterspule des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ........................... 42 Abbildung 36: Spektrum des Laststroms des ZCS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler .......................................................... 43 Abbildung 37: Zeitintervalle des ZVS-QRS [1, S. 784] ........................................................................................................................ 44 Abbildung 38: Charakteristik des ZVS-QRS ......................................................................................................................................... 45 Abbildung 39: Simulationsmodell des ZVS-QRS ................................................................................................................................. 46 Abbildung 40: Strom und Spannung beim ZVS-QRS ........................................................................................................................... 46 Abbildung 41:Spektrum der Schalterspannung beim ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ............................................... 47 Abbildung 42: Spektrum der Gleichrichterdiodenspannung des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler .............................. 48 Abbildung 43: Spektrum des Stroms der kritischen Masche des ZVS-QRS im Vergleich mit dem des PWM-Wandlers...................... 48 Abbildung 44: Spektrum der Ausgangsfilterspule des ZVS-QRS im Vergleich mit dem PWM-Wandler ............................................. 49 Abbildung 45: Spektrum des Stroms am Lastwiderstand des ZVS-QRS im Vergleich zum PWM--Wandler ....................................... 50 Abbildung 46: Intervalle des ZVS-MRS [7] .......................................................................................................................................... 53 Abbildung 47: Charakteristik des ZVS-MRS [1, S. 786] ...................................................................................................................... 57 Abbildung 48: Simulationsmodell des ZVS-MRS ................................................................................................................................. 59 Abbildung 49: Ströme und Spannungen des ZVS-MRS ........................................................................................................................ 59 Abbildung 50: Strom durch die kritische Masche beim ZVS-MRS....................................................................................................... 60 Abbildung 51: Charakteristiken für (a) Cd / Cs = 1 (b) Cd / Cs = 2 (c) Cd / Cs = 5 [10] .......................................................................... 61 Abbildung 52: Spektrum der Schalterspannung des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS ........................................................ 62 Abbildung 53: Spektrum des Gleichrichterdiodenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS ......................................... 63 Abbildung 54: Spektrum des Resonanzspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZVS-QRS ............................................... 64 Abbildung 55: Spektrum des Filterspulenstroms des ZVS-MRS im Vergleich mit dem ZCS-QRS ...................................................... 64 Abbildung 56: Spektrum des Lastwiderstandstroms des ZVS-MRS im Vergleich zum ZVS-QRS ....................................................... 65 Abbildung 57: Charakteristik des ZVS-QSW [7, S. 149] ...................................................................................................................... 66 Abbildung 58: Simulationsmodell des ZVS-QSW ................................................................................................................................ 68 Abbildung 59: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW ....................................................................................................................... 68 Abbildung 60: Ströme und Spannungen des ZVS-QSW bei Überschreitung der oberen Stromgrenze ................................................. 69 Abbildung 61: Vergleich des Amplitudenspektrums der Schalterspannung des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS .................................. 70 Abbildung 62: Vergleich des Amplitudenspektrums des Gleichrichterschalters bzw. -diode des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS ........ 71 Abbildung 63: Vergleich des Amplitudenspektrums des Stroms der kritischen Masche ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS ..................... 71


90

Abbildung 64: Vergleich des Spektrums des Stroms durch die Filterspule des ZVS-QSW mit dem ZVS-MRS ................................... 72 Abbildung 65: Simulationsmodell des Resonanzkonverters V1 ............................................................................................................ 76 Abbildung 66: Umladevorgang zwischen CS, Q1 und D1 ...................................................................................................................... 77 Abbildung 67: Umladevorgang zwischen Cd und D2 ............................................................................................................................. 78 Abbildung 68: Stromlaufplan des Resonanzkonverters V1 ................................................................................................................... 79 Abbildung 69: Layout des Resonanzkonverters V1 ............................................................................................................................... 79 Abbildung 70: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörspannung [8, S. 35] ........................................................... 80 Abbildung 71: Prinzipieller Versuchsaufbau für die Messung der Funkstörfeldstärke [8, S. 35] .......................................................... 81 Abbildung 72: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 9 kHz ................................................................................................. 82 Abbildung 73: Funkstörspannungsmessung mit der Bandbreite 120 kHz ............................................................................................. 83 Abbildung 74: Funkstörfeldstärkemessung mit der Bandbreite 120 kHz .............................................................................................. 84 Abbildung 75: Gemessener Zeitverlauf zwischen dem Gate des P-Kanal-MOSFET und Masse .......................................................... 85 Abbildung 76: Gemessener Zeitverlauf der Spannung des MOSFET und der Gleichrichterdiode ........................................................ 85


91

Anhang

Anhang A: Datenblätter

P-Mos Schalter FDC5614P https://www.fairchildsemi.com/ds/FD/FDC5614P.pdf

NPN-Transitor 2N2222 http://www.farnell.com/datasheets/1662272.pdf

PNP-Transistor 2N2907 http://www.farnell.com/datasheets/1673669.pdf

Resonanzspule

4 uH

SER1360-402KLD http://www.coilcraft.com/pdfs/ser1360.pdf

WE-Filterspule

47 uH

7447709470 http://katalog.we-online.de/pbs/datasheet/7447709470.pdf

VCO LTC6990 http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6990fc.pdf

Tabelle 2:Übersicht der wichtigen Datenblätter

https://www.fairchildsemi.com/ds/FD/FDC5614P.pdf

http://www.farnell.com/datasheets/1662272.pdf

http://www.farnell.com/datasheets/1673669.pdf

http://www.coilcraft.com/pdfs/ser1360.pdf

http://katalog.we-online.de/pbs/datasheet/7447709470.pdf

http://cds.linear.com/docs/en/datasheet/6990fc.pdf


92

Anhang B: Bauteilliste

Kondensatoren:

Bezeichnung Anzahl Wert Typ Bauform Vmax Vorschlag Farnell NR

Cd 1 27n Keramik 603 50V 06035C273KAT2A 1740617

Cs 1 8.2n Keramik 1206 100V CGA5H2C0G2A822J 2211034

C1, C2 2 33nF Keramik 603 16V

auf Lager

CIN2, CIN3 2 47uF Kondensator 1210 16 V GRM32ER61C476K 1828819

CIN6 1 4,7uF Kondensator 1206 16 V GRM319R61E475K 1845758

CIN1 1 33uF Elko F12 25 V 25SVP33M 9189211

CVCO1, CVCO2,

CG 3 0.1uF Keramik 603 16 V 0603YC104K4T2A 2332664

Spulen:

Bezeichnung Anzahl Wert Typ Bauform Irms Vorschlag Farnell NR

L_r 1 4u

9.4A SER1360-402KLD 2288810

L 1 47u

3.8A 7447709470 1635946

Transistoren:

Bezeichnung Anzahl Wert Typ Bauform Cmax Vorschlag Farnell NR

Q1 1

P-MOS SSOT-6

FDC5614P 1471036

Q2, Q4 2

NPN TO-18

2N2222 9206884

Q3 1

PNP TO-18

2N2907 9206892

Dioden:

Bezeichnung Anzahl Wert Typ Bauform Cmax Vorschlag Farnell NR

D1 1

Shotkey SMC

MBRS3100T3G 1459075

D2 1

Shotkey SMB

B340B-13-F 1843677

LED1 1

LED 1206

150120RS75000 2322086

Widerstände:

Bezeichnung Anzahl Wert Typ Bauform Pmax Vorschlag Farnell NR

R1 1 3 Ohm

TO-263 20 W PWR263S-20-3R00J 1713710

R6 1 68 Ohm

1206 250 mW WCR1206-68RFI 1100160

R7 1 220 Ohm

1206 500 mW CRGH1206F220R 2332131

R4, R5, R15 3

100

kOhm

603 100 mW ERA3AEB104V 1577632

R8, R9, R10, R12 4 100 Ohm

805 125 mW CRCW0805100RFKTA 1652906

R11 1 100Ohm

2512 2 W 3521100RFT 2117477

Rv 1 64.9ohm Widerstand 603 166mW RP73PF1J64R9BTDF 2116551

R2 1 59 kOhm

603 100 mW CRCW060359K0FKEA 1652892

R3 1 10 kOhm Trimmer

100 mW 3312J-1-103E 1603158

R13 1 2 kOhm

603 100 mW ERA3AEB202V 1670180

1 0 Ohm

603 100 mW CRCW06030000ZSTA 1652824

R14 1 1 Ohm

2010 1 W CRM2010-JW-1R0ELF 1865252

RG 1 0 Ohm

603 100 mW CRCW06030000ZSTA 1652824

Verschidenes

Bezeichnung Anzahl Wert Typ Bauform Pmax Vorschlag Farnell NR

LTC6990 1

VCO SOT-32-6

1848037

JP1, JP2 2

2211S-02G 1593411

2

0-0881545-2 4218176

Tabelle 3: Bauteile des Resonanzkonverters V1


93

Kommentar zu Tabelle 3:

Wird der Kondensator CVCO2 bestückt kommt es ohne Strombegrenzung (Versorgung über eine

Batterie) zu einer Störung beim Einschwingverhalten des VCO. Aus diesem Grund sollte dieser

Kondensator nicht auf die Platine gelötet werden.

Entwicklung eines störarmen DC-DC-Resonanzwandlers …€¦ · · 2014-09-152.2.5...

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