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s Historie v/d Radi

41

72 Seiten,

Flug-

Fortsetzung auf der dritten Umschlagseite♦ In Vorbereitung.

(Df A. Renar- i«jn, 67 2-'-2.,

Detektor zum Transistor (Herbert G. Mende). 12. Aufl., 128 S., 94 Bilder, 9 Tabellen. *

28 Glimmröhren und Kaltkatoden-Relais- 28b röhren (O. P. Herrnkind).

Stereo- und Transistor-Mi (Fritz Kühne). 7. Auflage,

116 Seiten, 71 Bilder, 3 Tabellen.13 Schliche und Kniffe für Radiopraktiker

Teil I (Fritz Kühne).9. Aufl., 64 Seiten, 56 Bilder.

14 Wellen und Frequenzen für Rundfunk und Fernsehen (Gustav Büscher).4. Aufl., 72 Seiten, 57 Bilder, 20 Tab.

16 Widerstandskunde für Radio-Prakti­ker (Georg Hoffmeister). 5. Auflage, 72 Seiten, 9 Bilder, 2 Nomogr. und 6 Zahlentafeln.

18 Radio-Röhren (Herbert G. Mende).19 3. Aufl., 132 Seiten, 66 Bilder, 2 Tab.

20 Methodische Fehlersuche in Rund­funkempfängern. (Dr. A. Renardy). 11. Aufl., 68 Seilen, 20 Bilder.

21 Funktechniker lernen Formelrechnen 2]^ (Fritz Kunze). 7. Aufl., 128 S., 42 B.

22 Lehrgang Radiotechnik Band I (Ferd. 23a Jacobs). 9. Aufl., 184 S., 151 Bilder

24 desgl. Band II (Ferdinand Jacobs). 25^ 6. Aufl., 202 Seiten, 135 Bilder.

26 Meß- und Schaltungspraxis für Heim­ton und Studio (Fritz Kühne). 4. Aufl., 68 Seiten, 33 Bilder, 6 Tabellen.

27 Rundfunkempfang ohne Röhren. Vom27a ------------------ --- n

Die Cellu-Bände der Radio-Praktiker-BüchereiPreis je Nr. 2.90 DM, Mehrfach-Nr. entsprechend. Preisänderungen vorbehalten.

Vorläufiges Verzeichnis: Verlangen Sie bitte ausführliche Verzeichnissel

1 Endröhren und Endstufen-Transisto- ren und ihre Schaltungen (H.Sutaner).3. Aufl., 72 Seiten, 45 Bilder, 3 Tab.

3 UKW-FM-Rundfunk-Praktikum“5 (Herbert G. Mende).

5. Auflage, 192 Seiten, 288 Bilder.29 Kleines ABC der Elektroakustikön (Gustav Büscher). 5. AufI , 148 Seiten,

131 Bilder, 52 Tabellen.31 Sender-Baubuch für Kurzwellen-39 Amateure I. Teil (Ing. H. F. Stein­

häuser). 9. Aufl., 128 S„ 56 Bilder.

” 6. Aufl., 172 Seiten, 82 Bilder, 13 Tab

6 Antennen für Rundfunk- und FernsehEmpfang (Herbert G Mende).12. Aufl., 68 Seilen, 36 Bilder, 7 Tab.

7 Niederfrequenz-Verstärker mit Röhren ~6 und Transistoren (Fritz Kühne).

12. Aufl., 144 S., 100 Bilder, 13 Tab

9 Tonbandgeräte-Praxis (Wolfgang10 Junghans). 9 Aufl., 128 Seiten,

88 Bilder, 7 Tabellen11 Mono-, Stereo- und12 krofone

33 Dioden-, Röhren- und Transistorvolt-35 meter (Ing. Otto Limann).

7. Aufl., 180 Seiten, 160 Bilder.37 Fehlersuche durch Signalverfolgung38 und Signalzuführung (Dr A. Renar­

dy). 5. Aufl., 136 Seiten, 67 Bilder, 2 Tabellen

Kurzwellen- und UKW-Empfänger4]o für Amateure Band 1. Geradeaus­

empfänger und Standardsuper.(Werner W. Diefenbach). 10. Auflage, 128 Seiten, 122 Bilder, 10 Tabellen.

42 desgl. Band 2. Spitzensuper und Tran- 49h sistorempfänger (Werner W. Diefen­

bach). 148 Seiten, 105 Bilder, 10 Tab.

43 Musikübertragungs-Anlagen.(Fritz Kühne). 5. Aufl., 72 Seiten,39 Bilder, 11 Tabellen

44 Kurzwellen-Amateurantennen(W. W. Diefenbach). 7 Aufl., 80 Sei­ten, 94 Bilder, 10 Tabellen.

45 UKW-Sender- und Empfänger-Bau-Tz buch für Amateure (Ing. H. r. Stein­

häuser). 6. Aufl., 136 S., 90 Bilder50 Praktischer Antennenbau (Herbert G.

Mende). 12. Aufl., 72 Seiten, 38 Bilder, 9 Tabellen.

55 Fernsehtechnik von A bis Z (K. E. c7 Wacker / Joachim Conrad). 5. Aufl.,

136 Seiten, 65 Bilder, 12 Tabellen. ♦58 Morselehrgang (Werner W. Diefen­

bach). 8. Aufl., 68 Seiten, 20 Bilder.59 Funk-Entstörungs-Praxis (Herbert G.

Mende). 4. Aufl., 72 Seilen, 43 Bilder, 6 Tabellen.

60 Die Widerstand-Kondensator-Schal­tung. Einführung in die RC-Schal- tungstechnik (Reinhard Schneider).6. Aufl., 68 S., 58 Bilder, 3 Tab. *

62 Englisch für Radio-Praktiker (DipL- zöT Ing. W. Stellrecht und Dipl.-Ing. P.

Miram). 3 Aufl., 112 Seiten.66 Sender-Baubuch für Kurzwellen-7? Amateure II. Teil (Ing. H. F. Stein­

häuser). 5. Aufl., 128 Seiten, 52 Bilder.

68 Formelsammlung für den Radio-70 Praktiker (Dipl.-Ing. Georg Rose).

10. Aufl., 168 Seiten, 183 Bilder.

71 Bastelpraxis Band I. Allgemeine Arbeitspraxis (Werner W. Diefen­bach). 7. Aufl., 64 Seiten, 50 Bilder, 2 Tabellen.

72 Drahtlose Fernsteuerung von73 modellen (Karl Schultheiss).

5. Aufl., 128 Seiten, 76 Bilder. *74 Einkreis-Empfänger mit Röhren und

Transistoren (Hans Sutaner). 6. Aufl., 68 Seiten, 71 Bilder, 3 Tabellen.

Gleichspannungswandler

Von

HELMUT SCHWEITZER

Mit 66 Bildern und 6 Tabellen

MÜNCHENFRANZIS-VERLAGG. Emil Mayer KG

Transistor-

Nr. 14 5/1 46 der RADIO-PRAKTIKER-BÜCHEREI

Cellu-Band

1969

Sämtliche Rechte — besonders das Übersetzungsrecht — an Text und Bildern vorbehalten. Fotomechanische Vervielfältigung nur mit Genehmigung des Verlages. Jeder Nachdruck, auch auszugsweise, und jede Wiedergabe der

Bilder, auch in verändertem Zustand, sind verboten.

Druck: G. Franz'sche Buchdruckerei G. Emil Mayer, München 37, KarlstraOe 35 Printed in Germany. Imprimä en Allemagne.

Vorwort

Helmut SchweitzerMünchen

Das Umsetzen von Gleichspannungen ist ein Vorgang, der die Fachwelt seit Bestehen der Elektrotechnik interessiert. Elegant lassen sich die damit verbundenen technischen Probleme erst mit Hilfe von Halbleitern lösen.

filBLIOTJ: .

Die Methodik und die Anwendung der Gleichspannungs­wandlung ist zu einem speziellen Gebiet der Transistortechnik geworden. Es besteht daher ein Bedürfnis, die Grundlagen straff zusammenzufassen und Hinweise für eine übersichtliche Berechnung und Bemessung von Gleichspannungswandlern zu geben. Die systematische Behandlung des Themas hat ihre Bedeutung auch für den Service von industriellen Geräten, z. B. Elektronenblitzgeräten.

Ausführliche Schaltungsbesprechungen erleichtern Praktiker, in die Materie einzudringen.

es dem

1-

Inhalt

7

202.1.3

2.2.1

2.2.2

2.2.3

80

5

2.1.12.1.2

111113

151516

79

ßlBLlOTHK

253333334346505455575768737474

2 Grundschaltungen 2.1 Eintakt-Zerhacker

Prinzipielle Arbeitsweise Induktivität an ein- und abschaltender Gleichspannung Schaltfrequenz, Schaltverhältnis und Rückkopplung

2.2 Eintakt-Gleichspannungswandler Sperrwandler . . a) Prinzipielle Arbeitsweiseb) Rückkopplung und Basisstromc) Gleichrichter und Ladekondensatord) Auswahl des Transistorse) Typische Eigenschaften des Sperrwandlers. . .f) Schutzmaßnahmen gegen Überspannungen .. .

Stromflußwandler a) Flußwandler mit Umschwingkondensatorb) Flußwandler mit Gegengleichrichtungc) Typische Eigenschaften des Flußwandlers . . . . Summierwandler a) Prinzipielle Arbeitsweiseb) Überspannungsschutz durch Gegen­

gleichrichtung

1 Methoden der Gleichspannungswandlung 1.1 Einführung 1.2 Begriffe und Definitionen

0 Formelzeichen und Einheiten 0.1 Allgemeine Formelzeichen,

deren physikalische Einheiten und Größen . . . .0.2 Im Buch häufig wiederkehrende Formelzeichen

107

107

109

110

111

127

Sachverzeichnis 130

6

127127

80819099

106

2.2.4 Zusammenfassung Eintaktwandler 2.3 Berechnung des Transformators2.4 Gegentakt-Zerhacker 2.5 Gegentakt-Gleichspannungswandler 2.6 Mehrstufige Gleichspannungswandler . .

5 Literatur 5.1 Bücher, in denen Gleichspannungswandler

beschrieben sind5.2 Zeitschriftenbeiträge

4 Tabellen-Anhang 1214.1 Silizium-Gleichrichter 1214.2 Transistoren 1224.3 Auswahl von Ferritkernen 1244.4 Zusammenstellung der wichtigsten Berechnungsformeln 126

3 Erprobte Schaltungen 3.1 Sperrwandler zur Hochspannungserzeugung

für eine Oszillografenröhre 3.2 Stromflußwandler für Speisespannung 6 V,

Ausgangsleistung max. 1 W3.3 Stromflußwandler für Speisespannung 12 V,

Ausgangsleistung max. 3,5 W3.4 Gegentaktwandler für Speisespannung 12 V,

Ausgangsleistung max. 20 W3.5 Dreistufiger Wandler zur Stromversorgung

einer Mobilsender-Endröhre mit Schnellheizkatode ... 113

AbkürzungEinheitGröße, Benennung

VoltU V

Volt Vu

0 Volt V

AAmpereI

AAmperei

sss

7

Wirk widerstand InduktivitätKapazitätSpannung, allgemein (Gleichspannung)Augenblickswert der Spannung Spitzenwert der SpannungStrom, allgemein (Gleichstrom)Augenblickswert desStromsSpitzenwert des StromsLeistungWirkungsgradElektrizitätsmenge (Ladung)FrequenzZeit, allgemein PeriodendauerZeitkonstante

0.1 Allgemeine Formelzeichen, deren physikalische Einheiten und Größen1)

Formel­zeichen

RLC

IP

Q f t T

OhmHenryFarad

CoulombHertzSekundeSekundeSekunde

Q

HF

AmpereWatt

CHz

AWPi :P2

■ßlBLlOTHEEK

0 Formelzeichen und Einheiten

•) Nach dem international angewandten und von IEC empfohlenen Vierer­system mit den Grundgrößen:m - Meter, s = Sekunde, kg = Kilogramm als Einheit für Masse, A = Ampere und V = Volt.

AbkürzungEinheitGröße, Benennung

Gauß2) GB

AH

cm

4 n ■ 10’° H/cm

0 Aw

nH/w2

le cm

n = 3,14159e = 2,71828

») Die hier angegebene Einheit Gauß

8

EisenweglängeMagnetischerEisenquerschnittTemperatur

Formel­zeichen

n?

■Al Nanohenry pro Windungs­quadrat Zentimeter Quadrat­zentimeter Grad Celsius

Ampere- windungen

Magnetische Induktion (Kraftliniendichte, Flußdichte)Magnetische Feldstärke (Erregung) Induktionskonstante (absolute Permeabilität) Relative Permeabilität Magnetische DurchflutungWindungszahl Induktivitätsbeiwert

Ae&

cm2°C

«) Die hier angegebene Einheit Gauß entspricht nicht dem empfohlenen Vierersystem. Die häufige Verwendung der Einheit Gauß in Firmendruck Schriften zwingt dazu, sie noch weiterhin anstelle der empfohlenen Einheit Tesla zu verwenden. Man beachte die Umrechnung:

1 Gauß = 1 G = 10'< Tesla = 10~« T Vs Wb

= 10“«--------- = 10-8--------cm’ cm*

0.2 Im Buch häufig wiederkehrende Formelzeichen

Beschreibung

9

Formel­zeichen

Ube. ube

UCE. UCE Ui

Uind

fs fT

h8

Iß. ißIC. 1C lc li Im» ImIoPi

PoRoT

TDTSTD :T

UB

CiCo

Parallelkapazität zur StromquelleLadekapazität parallel zum Verbraucher(Wirklast)SchaltfrequenzTransitfrequenzInduktivität der PrimärwicklungInduktivität der SekundärwicklungBasisstromKollektorstromSpitzenwert des KollektorstromsGleichstrom aus der StromquelleMagnetisierungsstromgenutzter Gleichstrom am WandlerausgangEingangsleistung (von der Stromquelle aufgebrachte Gleichleistung)Ausgangs-Gleichleistungden Verbraucher ersetzender WirkwiderstandDauer einer SchaltperiodeDauer der Flußphase (Durchlaßdauer)Dauer der SperrphaseSchaltverhältnisSpannungWicklung)Spannung zwischen Basis und EmitterSpannung zwischen Kollektor und EmitterSpeisespannung der Stromquelle Induktionsspannung

an der Basiswicklung (Rückkopplungs-

Beschreibung

üb

IVb

rug

10

Formel­zeichen

rupn?8

Up, Up

Ur

U8, U8

Uo nutzbare Ausgangs-Gleichspannung(mit geringer Welligkeit)Spannung an der PrimärwicklungRestspannung zwischen Kollektor und Emitter bei leitendem TransistorSpannung an der SekundärwicklungWindungszahlverhältnis von Primär- zur Sekundärwicklung (ü = mp : ms)Windungszahlverhältnis von Primär- zur Basis- bzw. Rückkopplungswicklung (üb = rvp : n?b) Basis- bzw. Rückkopplungswicklung bzw. deren WindungszahlWicklung für Gegengleichrichtung bzw. deren WindungszahlPrimärwicklung bzw. deren Windungszahl Sekundärwicklung bzw. deren Windungszahl

1 Methoden der Gleichspannungswandlung

11

1.1 EinführungZur verlustarmen Erhöhung oder Erniedrigung von Wechsel­

spannungen bietet sich in klassischer Weise der Transformator an. Die verlustarme Umwandlung von Gleichspannungen da­gegen wird durch schaltende Vorrichtungen ermöglicht, die den Gleichstrom periodisch unterbrechen und somit einen „wechseln­den" Strom erzeugen, auf den Transformatoren ansprechen. Nach Gleichrichtung der transformierten Wechselspannung erhält man die umgesetzte neue Gleichspannung.

Jede gleichstromgespeiste Transistorschaltung, die selbsttätig schwingt, ist im Prinzip ein Umformer von Gleich- auf Wechsel­spannung. Bereits mit einem Transistor kann man wirkungs­volle Umformer bauen. Zwei Transistoren benötigt man für einstufige Gegentaktschaltungen. Die von der Schwingschaltung angebotene Wechselspannung kann sinusförmig sein oder von der Sinusform mehr oder weniger abweichen. Bei selbstschwin­gendem Schalterbetrieb hat die Wechselspannung rechteckige Form. Da das Endresultat eine Gleichspannung sein soll, spielt die Form der gleichzurichtenden Wechselspannung eine unter­geordnete Rolle. Besonders günstige Wirkungsgrade bieten Schwingschaltungen, die als elektronische Schalter arbeiten.

Die Umformung von Gleich- in Wechselspannung allein findet bereits ein weites Anwendungsfeld. Nicht minderes Interesse findet sie, wenn sie nur Mittel ist, Gleichspannungen zu wan­deln. Zwischen der prinzipiellen Arbeitsweise von Umformern für Gleich- auf Wechselspannung einerseits und von Gleich­spannungswandlern andererseits verwischen sich die Grenzen. In der praktischen Ausführung der Systeme ergeben sich jedoch zum Teil grundsätzliche Unterschiede. Zunächst sollen jedoch beide Systeme zusammenhängend erläutert werden.

Bevor der Transistor in das Gebiet der Umformer und Wand­ler eindrang, waren für Batterieleistungen bis etwa 100 W und für Netzleistungen bis etwa 300 W Wechselrichter gebräuchlich,

12

in denen elektromechanische Zerhacker Gleichstrom in Wechsel­strom umwandeln. Den nach diesem Prinzip arbeitenden Wechsel­richtern haften mehrere Nachteile an. Bei größeren Unter­brecherleistungen verschleißen die Werkstoffe der mechanisch schwingenden Kontakte verhältnismäßig rasch, so daß die Zerhackerelemente häufig gewartet werden müssen. In der Lebenserwartung sind daher die mechanisch schaltenden Wech­selrichter den elektronisch schaltenden weit unterlegen. Die Funkenbildung an den mechanisch vibrierenden Zerhacker­kontakten verursacht ein breites Störspektrum, das sich nur durch aufwendige Entstörmaßnahmen abschirmen läßt.

Zuverlässiger als elektromechanische Systeme arbeiten elektromotorische Umformer, die hauptsächlich für die Hoch­leistungstechnik gebaut werden, jedoch auch in den Gebieten niedriger Leistung anzutreffen sind. Die hohe mechanische Präzision und die Laufgeräusche der rotierenden Teile ver­schaffen Klein-Umformern keine kostengünstige Verbreitung.

Im Gebiet kleiner Speiseleistungen haben Transistorumformer ihren festen Platz gefunden. Dank leistungsstarker Transistoren meistert man heute Umformer- und Wandlerleistungen bis zu einem Kilowatt.

Ein weiterer beachtlicher Vorzug von Transistorschaltungen sind die kleinen Abmessungen und das geringe Gewicht der Bauelemente, so daß sich leichte, handliche Geräte konstruieren lassen. Die Anwendungsmöglichkeiten von Transistorumfor­mern und -Wandlern greifen in alle Gebiete der Elektronik und Elektrotechnik ein. Hierzu ein paar Beispiele aus dem Bereich der Wandlertechnik:

a) Für Transistorschaltungen Erzeugung günstigerer Speise­spannungen, als sie die Spannung der Stromquelle bietet,

b) Stromversorgung von Hybridschaltungen aus einer Strom­quelle (z. B. bei Transistorschaltungen mit Röhrenstufen; tran­sistorbestückte Klein- und Mobilsender mit Röhrenendstufen),

c) Erzeugung mehrerer stark unterschiedlicher Betriebsgleich­spannungen für batteriegespeiste Geräte, insbesondere Meß­geräte (z. B. Elektronenstrahl-Oszillografen),

d) Elektronenblitzgeräte,e) Geiger-Müller-Zähler.

13

1.2 Begriffe und Definitionen

Wechselrichter sind Hilfsgeräte, die Gleichspannung in Wech­selspannung umformen, wobei die Wechselspannung meist merklich von der Sinusform abweicht. Die Bezeichnung Wechsel­richter kam auf, als diese mit Zerhackern oder Vibratoren aus­gestattet waren, die Netzgleichspannung in Wechselspannung umformen. Mit Hilfe dieser Hilfsgeräte betrieben Rundfunk­hörer ihre „Nur für Wechselstrom“ gebauten Radiogeräte an den noch weitverbreiteten Gleichstromnetzen. Später kamen Wechselrichter auf den Markt, die den Rundfunkempfang im Auto ermöglichten.

Wechselgleichrichter sind auf Gleichrichtung erweiterte Wech­selrichter. Sie verdanken ihren Namen den Zerhackern mit Wiedergleichrichtung. Das sind elektromechanische Zerhacker, die den primär zerhackten Gleichstrom nach der Wechselspan­nungstransformation mittels eines zweiten Kontaktsatzes im selben Rhythmus wieder gleichrichten.

Die Begriffe Wechselrichter und Wechselgleichrichter zieht man für die entsprechenden Transistorschaltungen nur selten heran. Vielmehr scheinen sich die Begriffe Umformer für die Umwand­lung von Gleich- in (sinusförmige oder sinusähnliche) Wechsel­spannungen und Wandler für das Umsetzen von Gleichspannun­gen durchzusetzen. Bei der Umwandlung von Gleich- in Wechsel­spannung ist es jedoch nicht unbedeutend, welche Spannungs­form die Umformerschaltung anbietet. Man sollte hierbei auf eine Differenzierung nicht verzichten.

Bei Schaltungen, die den Gleichstrom der Spannungsquelle zerhacken (Schalterbetrieb), kennzeichnet der Begriff Zerhacker am besten das Arbeitsprinzip. Die Auswertbarkeit von zerhack­tem Gleichstrom und der entsprechenden Rechteckspannungs­impulse zur Speisung von Wechselstromverbrauchern ist bei weitem nicht so vielseitig, wie allgemein angenommen wird. Viele Wechselspannungsverbraucher reagieren auf Rechteck- Wechselspannungen anders als auf Sinus-Wechselspannungen. Dagegen arbeiten Transistor-Zerhacker besonders vorteilhaft, wenn sie der Gleichspannungswandlung dienen, also Bestand­teil von Gleichspannungsmandlern sind. In ihrer Aufgabe sind Gleichspannungswandler den Wechselgleichrichtern gleichzuset-

14

zen. Der Begriff Wandler kommt eigentlich aus der Hochleistungs­technik und wurde ursprünglich nur im Zusammenhang mit Hochleistungs-Transformatoren verwendet. Der Vollständigkeit halber wäre von den Bestrebungen zu berichten, den geläufigen Begriff Wandler durch Umsetzer zu ersetzen.

Einen hohen Wirkungsgrad von abgegebener Leistung zur auf­genommenen und eine hohe Ausnutzung der Transistordaten erzielt man durch Schaltungen, in denen Transistoren als Schalter oder mit starker Übersteuerung arbeiten. Die erzeugten Wechsel­spannungen sind dementsprechend rechteckförmig. Ein Spezial­fall sind treppenförmige Wechselspannungen. Mit geeigneten Transformatoren beziehungsweise Übertragern lassen sich die von der Sinusform mehr oder weniger abweichenden Wechsel­spannungen ebensogut wie Sinuswellen transformieren, so daß jede beliebige Spannung herstellbar ist. Der starke Oberwellen­gehalt der nicht sinusförmigen Wechselspannungen ist nicht nach­teilig, wenn die Spannungen einem Gleichrichter zugeführt wer­den, der die Schaltimpulse in Gleichspannung ..zurückwandelt". Bei Schwingfrequenzen von mehr als 500 Hz haben die Mittel der Glättung und Siebung wesentlich günstigere Werte als bei der Netzsiebung.

2 Grundschaltungen

TrT

kVp

*oR3

15

Bild 1. Grundschaltung Eintakt-Zerhadcer

0Ä1r/S

Anhand von Meßschaltungen werden die Prinzipien der verschiedenen Wandlerarten durchgesprochen. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind die in den Schaltungen angegebenen Bau­elemente gleich bezeichnet. Die Punkte an den Transformator­wicklungen bedeuten gleiche Wickelrichtung. Einheitlich haben Primär- und Sekundärwicklungen gleiche Windungszahlen (ü = 1), so daß die inneren Spannungsabfälle unmittelbar zu er­sehen sind. Die von Fall zu Fall angegebenen Widerstandswerte für Trimmwiderstände besagen, daß hierunter der Einstellwert und nicht der Nennwert zu verstehen ist (betrifft meist R 3).

Die Meßschaltungen wurden fast durchweg mit dem Transistor 2 N 1711 ausgestattet. Dieser Typ ist international eingeführt und wird von den meisten Transistorherstellern angeboten. Es han­delt sich um einen npn-Silizium-Transistor, der sich für Wandler­schaltungen besonders eignet.

2.1 Eintakt-Zerhacker

Eintakt-Zerhacker, die Bestandteil von Gleichspannungswand­lern sind, erregen sich selbst mittels eines Transformators. Die Anwendung eines Transformators ist unumgänglich: Erstens lassen sich durch ihn beliebige Spannungen ohne wesentliche Umsetzungsverluste erzeugen, zweitens kommt der Primärinduk­tivität allein eine frequenzabhängige Bedeutung beim selbst­erregten verlustarmen Schalten des Transistors zu, dies im

16

2.1.1 Prinzipielle ArbeitsweiseZur prinzipiellen Deutung der Schaltung in Bild 1 empfiehlt es

sich, den Einfluß von Streuinduktivitäten zwischen den Wick­lungen und den Einfluß von Wicklungskapazitäten zu vernach­lässigen. Das Übersetzungsverhältnis von Wicklung rop zu Wick­lung ru8 läßt sich ausklammern, wenn man es mit 1 : 1 ansetzt. Nimmt man außerdem an, daß auf der Basisseite die Vorausset­zungen gegeben sind, die den selbsterregten Schalterbetrieb er­möglichen, so kommt man auf das in Bild 2 wiedergegebene Prinzipschema. Dieses Schema sieht aus wie eine fremdgesteuerte Verstärkerstufe. Für die Kollektorseite der selbsterregten wie

Gegensatz zum Sinus-Oszillator, dessen frequenzbestimmendes Glied ein Schwingkreis aus parallel geschalteter Induktivität und Kapazität ist. Bei den Zerhackerschaltungen entfällt die Kapa­zität, ja sie ist unerwünscht, um schnelle Wechsel zwischen den Maxima und Minima der Schaltschwingungen zu erhalten. Ideal sind kürzeste Umschaltzeiten. Sie kommen dem als Schalter arbeitenden Transistor zugute, weil Umschaltungen Gebiete hoher Kollektorverlustleistung durchlaufen.

Eine typische Zerhacker-Grundschaltung zeigt Bild 1. Der Zer­hacker ist hier durch einen Wirkwiderstand Ro dauerbelastet, der an der Sekundärseite des Transformators Tr angeschlossen ist. Durch den Widerstand Ro fließt ein Wechselstrom, der der sekundärseitigen Wechselspannung proportional ist. Der Span­nungsteiler R1/R 2 erzeugt eine Vorspannung für den Basis­stromkreis, um ein sicheres Anschwingen zu gewährleisten. Mit dem Widerstand R 3 wird im Zusammenwirken mit der Rück­kopplungsspannung ein definierter Basisstrom eingestellt, der den Spitzenwert des Kollektorstroms bestimmt. Durch das Ein­fügen des Basisvorwiderstands R 3 vermeidet man besonders hinsichtlich der Transistorstreuungen eine kritische Dimensionie­rung der Rückkopplungswicklung n)b- Bei Gleichspannungswand­lern sind konstante Wirkbelastungen, wie durch Bild 1 dar­gestellt, jedoch nicht gegeben. Ein Gleichrichterkreis wirkt wie eine intermittierende und komplexe Last. Zunächst wollen wir die Arbeitsweise eines Transistor-Zerhackers mit Wirklast kennenlernen.

'cT

UCE “o

o-*cT

r*B

R3' UCE Uo n#0Jl)ust

o-

17

Bild 2. Prinzipschema eines Zerhackers ohne Selbst­

erregung

der fremdgesteuerten Schal­tung gelten die gleichen phy­sikalischen Gesichtspunkte.

Mit Rechteckimpulsen fremdgesteuerte Stufen sind in der Breitbandtechnik ge­bräuchlich. Hier ist die Pri­märinduktivität der Transfor­matoren, die meist Wirklast

daß bis zu den niedrigsten zu

£P

II

transformieren, meist so groß, übertragenden Frequenzen beziehungsweise Grundfrequenzen der Blindwiderstand viel größer als der Lastwiderstand ist. In­folgedessen ist der von der Primärinduktivität beanspruchte Magnetisierungsstrom gering gegenüber dem vom Verbraucher geforderten Laststrom. Solche Arbeitsbedingungen sind für die Selbsterregung einer schaltenden Stufe, wie wir noch sehen werden, nicht günstig.

Eindeutig ist der Schalterbetrieb eines Transistors, in dessen Kollektorstromkreis ein Wirkwiderstand liegt (Bild 3]. Wir sehen uns zunächst auch diese Schaltung näher an, bevor wir uns mit dem zusätzlichen Einfluß der Induktivität beim Schalterbetrieb befassen. Eine gute Übersicht über die Arbeitsweise einer Tran­sistorschaltung vermittelt die ins Ic/UcE-Kennlinienfeld einge­zeichnete Arbeitskennlinie, die vor allem über die während des Betriebs vorkommenden Grenzzustände Auskunft gibt (Bild 4). Man kann Arbeitskennlinien dieser Art auch meßtechnisch erfas­sen, wenn man die beiden Komponenten ic und uce den Ablenk­kanälen eines Elektronenstrahl-Oszillografen zuführt. Der Strom ic ist zu diesem Zweck in eine proportionale Spannung umzu­wandeln.

i--------------------*—!—oU\

Bild 3. Prinzipschema einer fremdgesteuerten Schalterstufe

ohne Induktivität

■O

l/i

2 Schweitzer, Transistor-Gleichspannungswandler

Z/rR - 0

ur^CE " u\

Bild

18

Arbeitskennlinie eines Transistors nur mit Wirkroiderstand im Schaltstromkreis

AD^CE

Bei Schalterbetrieb des Transistors wird dieser zwischen Sper­ren und Durchlaß hin- und hergeschaltet. Die Endpunkte der Arbeitskennlinie sind durch die Lagen AD und BC markiert. Lineare Kennlinie heißt reeller Lastwiderstand (Wirkwider­stand). Die Lage AD befindet sich auf der Nullinie von Ic (Sperr­zustand), Lage BC in der Nähe oder auf der Grenzlinie, in die die Basisstromlinien einlaufen (Durchlaß). In Lage AD liegt zwischen Kollektor und Emitter die größtmögliche Spannung Oce = Ui- Bei Lage BC bleibt eine Kollektor-Emitter-Restspannung Ur, die beim größtmöglichen Kollektorstrom Ic auftritt. In der Praxis beträgt diese Restspannung nur einige Zehntel Volt. Die Lage BC be­findet sich im Obersteuerungsgebiet, das im Ic/UcE-Feld links der Grenzlinie Ucß = 0 beginnt. Man darf die hier angegebene Restspannung auch Sättigungsspannung nennen, jedoch ist bei der Auswertung der von Herstellern propagierten Transistor­daten darauf zu achten, daß es für die Sättigungsspannung (UCEsat) auch andere Definitionen gibt. Zum Beispiel wird die Sättigungsspannung in bestimmten Fällen auf die Grenzlinie Uw = o, die die sogenannten Kniespannungen der Basisstrom-

192*

kennlinien miteinander verbindet, bezogen. Aus Gründen ein­deutiger Auslegung gegenüber propagierten Transistordaten ist hier von Restspannung die Rede, für die das Formelzeichen UT verwendet wird.

Das für den Arbeitspunkt der Lage BC maßgebende Stromver­hältnis Je : Iß bestimmt bei vorgegebenem Basisstrom Iß (Iß' in Bild 4) den Kollektorstromspitzenwert Je- Das Produkt Je • Ur ist die während der Flußphase am Kollektor entstehende Verlust­leistung, die in Wärme umgesetzt wird. Gegenüber der genutzten Durchlaßleistung Je ’ (Di — Ur) = Je • Uo bleibt die durch die Rest­spannung verursachte Verlustleistung gering.

Während des Umschaltens von Durchlaß auf Sperren und von Sperren auf Durchlaß durchläuft der Arbeitspunkt Gebiete höhe­rer Kollektorverlustleistung. Diese Verlustkomponenten sind aber, solange die Umschaltzeiten sehr kurz gegenüber den Zeiten von Durchlaß und Sperren sind, vernachlässigbar.

Voraussetzung relativ kurzer Umschaltzeiten ist jedoch, daß der als Schalter arbeitende Transistor von sich aus keine merk­lichen Umschaltträgheiten hinzufügt. Schließlich können auch die Sperrströme vom Kollektor zum Emitter oder vom Kollektor zur Basis zu den Gesamtverlusten beitragen.

Zu dem durch Bild 3 veranschaulichten Schalterbetrieb wäre noch zu sagen, daß der Kollektorstrom Je im Ic/ÜCE-Feld (Bild 4) durch den Schnittpunkt der Arbeitskennlinie, deren Neigung aus dem Quotienten Ui : Ro hergeleitet wird, und der Kennlinie des durch die Fremdsteuerung ust vorgegebenen Basisstroms Iß’ be­stimmt wird. Der Endpunkt BC muß daher nicht im Übersteue­rungsgebiet liegen. Um geringstmögliche Verlustleistung wäh­rend der Flußphase zu erhalten, müssen Basisstrom und Außen­widerstand Ro so aufeinander abgestimmt werden, daß eine Aus­steuerung bis ins Übersteuerungsgebiet gewährleistet ist.

Einen weiteren anschaulichen Einblick in die Arbeitsweise bieten Diagramme, deren waagerechte Koordinaten auf die Zeit bezogen sind (Bild 5).

Bei idealem Rechteckverlauf der Schaltschwingung sind die Abschnitte BC und DA die Horizontalen der Schaltschwingung. Die senkrechten Umschaltflanken AB und CD entsprechen der in Bild 4 gezeigten Arbeitskennlinie. Da diese Umschaltflanken eine

0

0

-U0—U\+Ur

20

%

2.1.2 Induktivität an ein- und abschaltender GleichspannungWir nehmen eine ideale Induktivität an, d. h. eine Induktivität,

deren Gleichstromwiderstand Null ist. Durch die Induktivität würde bei anliegender Gleichspannung ein Kurzschlußstrom fließen, der nur durch den Innenwiderstand der Gleichstrom­quelle begrenzt wäre und, solange die Quelle ergiebig genug wäre, von konstanter Größe bliebe. Dieser gleichbleibende Zu-

Bild 5 Auf die Zeit bezogenes Spannungs- und Strom­

oerhalten der Stufe nach Bild 3

t%

außerordentlich kurze Zeit beanspruchen — bei absolut senkrech­tem Anstieg und senkrechtem Abfall wären die Umschaltzeiten Null —, entstehen während des Umschaltens keine merklichen Zusatzverluste.

Bevor wir auf die Schaltung zurückkommen, die zusätzlich eine Induktivität enthält (Bild 2), wollen wir untersuchen, welche physikalischen Vorgänge eine Rolle spielen, wenn an einer Induktivität eine Gleichspannung ein- und abgeschaltet wird.

I 1^0 4

^0-

(1)

sp -±zL

a

s *R

SP TL

b

21

stand gilt jedoch nicht für den Einschaltmoment, d. h. wenn eine Gleichspannung an die Induktivität gelegt wird. Beim Einschalten geschehen magnetische Vorgänge, die nach kurzer Zeit abklingen, also in den gleichbleibenden Zustand (Kurzschluß) einlaufen, sofern nicht rechtzeitig ein Abschaltvorgang eingriffe. Diesen dem Einschalten unmittelbar folgenden Vorgängen gilt jetzt unsere Aufmerksamkeit.

Grundlage für das Verhalten einer stromdurchflossenen Induk­tivität ist das Induktionsgesetz

diUind = h

dt

uR=/?-IR-e-«/rA A

Bild 6. Induktivität an ein- und abschaltender

Gleichspannung

*0

Darin sind Ujnd die durch Selbstinduktion hervorgerufene Gegen­spannung, L der Induktivitätswert, i der durch die Induktivität fließende Strom und t die Zeit, während der die Stromänderung betrachtet wird. Hieraus lassen sich folgende bekannte Grund­regeln ableiten:

Ein durch eine Induktivität fließender Strom erzeugt immer ein Magnetfeld. Ein konstanter Strom (di = 0) erzeugt ein konstan­tes. also sich nicht änderndes Magnetfeld. Nur ein sich änderndes Magnetfeld induziert eine Spannung. Wird der Induktivität eine (eingeprägte) Spannung von außen aufgezwungen, so muß der durch sie fließende Strom Änderungscharakter haben.

S

U\

zu.

t —-

(2a)

22

TDIm = Ui-----

L

II

(Td = Dauer der Flußphase)Zusätzliche Konstantbelastungen des Stromkreises würden

keine Änderung der durch (2) beschriebenen Beziehung her­vorrufen, zum Beispiel wenn man der Induktivität Wirk-

nimmt um so rascher zu, je kleiner die Induktivität und je größer die Speisespannung ist. Bei gegebener Speisespannung kann man den Endwert Im des Magnetisierungsstromes durch die Zeitspanne zwischen Einschalt- und Ausschaltmoment und durch die Höhe der Induktivität bestimmen:

Bild 7. Bei Betriebszustand Bild 6a steigt der Magnetisierungsstrom

linear an

Bild 6 gibt die nötige Hilfestellung. Der Schalter S soll hier nicht als Handschalter verstanden werden, sondern als eine Vor­richtung, die die Spannungsquelle in rascher Folge (periodisch) an- und abschaltet. Greifen wir zunächst den Einschaltmoment und die darauffolgende Flußphase Td heraus (Bild 6a). Durch die plötzlich an der Induktivität L erscheinende Gleichspannung Ui entsteht an den Klemmen der Induktivität infolge Selbstinduk­tion eine Spannung, die der Speisespannung entgegengesetzt gerichtet ist. Diese mit Um bezeichnete Induktionsspannung ist von gleicher Größe wie die Spannung Ui der Gleichspannungs­quelle Sp, so daß im Einschaltmoment noch kein Strom fließen kann. Ab Einschaltmoment nimmt der Strom von Null beginnend

Ist im Induktionsgesetz (1) Ujnd konstant, muß der Aus­druck di/dt ebenfalls konstant sein, folglich steigt der Strom linear an (Bild 7; Uin = Uind)- Der Magnetisierungsstrom im

s

0

0

-4=4-*tTs

23

tI

A A

An=/R

I *b T

I 'u r- 'b | r-------- T----------H

Bild 8. Spannungs- und Stromuerhalten bei ein- und abschaltender Gleichspannung der Prinzipanordnung Bild 6

I I I I II I I I

fU

II III I II1 I

uR = (/R-e-i/r

I ° 3 I r-1 I

| J I L-

I i I.i

ZR-e-^

widerstände parallelschalten oder sie gleichbleibend vor­magnetisieren würde. Das gilt so lange, wie bei mit Eisenkernen ausgestatteten Induktivitäten keine magnetische Sättigung ein­tritt. Unterhalb der Sättigung gilt di/dt = dB/dt, d. h. die Induktion B ändert sich proportional zur Feldstärke. Da sich der Induktivitätswert zur Permeabilität p, = B/H proportional verhält, bleibt somit auch der Induktivitätswert konstant.

Ein im Weg des Magnetisierungsstroms im liegender Wider­stand (z. B. der Innenwiderstand der Speisespannungsquelle) ist vernachlässigbar, solange der an ihm entstehende Span-

(3)

Ür = Ir • R = Im ' R (4)

24

Daraus folgt, daß die beim Umschalten entstehende Induktions­spannungsspitze nur durch den Endwert des Magnetisierungs-

nungsabfall gering zur Speisespannung bleibt. Bei merkbarem Spannungsabfall wäre der lineare Anstieg nicht mehr gegeben. Diesen Einfluß brauchen wir hier nicht zu berücksichtigen, weil bei der Arbeitsweise von Zerhackerschaltungen nicht in diesem Gebiet operiert wird. Das Verhalten des Stroms im und der Spannung Um sind in Bild 8 anschaulich dargestellt.

Wird der Stromfluß nach einer bestimmten Zeitspanne unter­bunden, so fällt die Speisespannung an der Induktivität plötzlich fort. Praktisch kommt der Strom in einer Induktivität nicht plötzlich zum Stillstand. Überläßt man die Induktivität beim Abschalten sich selbst (Leerlauf), so entstehen außerordentlich hohe Induktionsspannungen, die ein Mehrfaches bis Vielfaches der Speisespannung annehmen können und von umgekehrter Polarität sind. Der in der Induktivität gespeicherte Magnetfeld- Arbeitsinhalt baut sich jedoch in kürzester Zeit ab.

Dieser Magnetfeld-Arbeitsinhalt läßt sich nutzen, wenn im Augenblick der Spannungsabschaltung der Induktivität L ein Wirkwiderstand R parallelgeschaltet wird. Wie aus den näheren Angaben in den Bildern 6b und 8 ersichtlich, entlädt sich die Induktivität exponentiell. Die Entladung dauert um so länger, je niedriger der Ohmwert des Widerstandes R ist. Zur Verein­fachung der wechselnden Vorgänge ist in Bild 8 angenommen worden, daß die Entladung jeweils vor dem Wiedereinschalten der Speisespannung beendet ist.

Im Augenblick des Umschaltens besitzt der durch die Induk­tivität fließende Strom seinen höchsten Wert (Im = Ir). Nach dem Umschalten fällt der Strom nach einer e-Funktion ab

Darin sind t der Augenblickswert der Zeit, t = L/R (= Zeit­konstante). Da sich Spannung ur und Strom ir zueinander pro­portional verhalten müssen, nimmt somit auch die Spannung exponentiell ab. Ihr Anfangswert ergibt sich aus

o —t/r

ir = Ir • e

*cT -oMbTr

Ma UCEOMcZB *P1JI

u0R3 QĻWR3

25

Stroms von

und den Entladewiderstand bestimmt wird, dagegen der Speisespannung unabhängig ist.

Md

U\ — Xä2Q ub|

äi0 *0I■—r-oMf

Ö1ßzaI I

-LBild 9. Meßschaltung des Transistor-Zerhackers

2.1.3 Schallfrequenz, Schaltverhältnis und Rückkopplung

Bei Fremdsteuerung, wie der Einfachheit halber in Bild 2 angenommen und in Bild 6 vorausgesetzt, haben Magnetisierung und Entladung keinen Einfluß auf die Einschalt- und Ausschalt­momente. Das ist nicht der Fall bei den Schaltungen, die sich selbst erregen.

Die Schwingschaltung nach Bild 1 ist in Bild 9 durch Meß­punkte ergänzt, an die Verbindungskabel zu einem Elektronen­strahl-Oszillografen angeschlossen werden können. Da es vor allem auch auf die Kenntnis der Ströme ankommt, sind an geeigneten Stellen 1-Q-Widerstände eingefügt, die in dieser Größe auf die Arbeitsweise der Schwingschaltung noch nicht rückwirken. Der Kollektorstrom wird hier ausnahmsweise im Emitterstromweg gemessen (Meßpunkt Ma), weil der Fußpunkt des an ihm entstehenden Spannungsabfalls eindeutig an Gesamt­null liegt und vom Oszillografenschirm vorzeichenrichtig wieder­gegeben wird. Der sich überlagernde Basisstrom verfälscht das Bild nicht, soweit er nur mit einigen Prozent am Gesamtstrom teilhat. Die oszillografische Darstellung des Basisstroms ist umständlicher. Dem am Meßpunkt Me gemessenen Spannungs-

c

0,3 mA

0,2 mA20-

BA

0 10 15 V5"CE

26

Zß = 0,5 mA

------- 0,4 mABild 10. Arbeitskennlinie des Zerhackers im I^/Ugg-Feld

des Transistors

mA60 -

0,1mA D

abfall (an R 3 und R 2) ist die Basisvorspannung überlagert, außerdem kehrt sich das Vorzeichen um.

Zur oszillografischen Darstellung der Arbeitskennlinie (wie Bild 10, jedoch ohne die Achsen und ohne die Basisstromlinien) ist der Y-Kanal des Oszillografen an den Meßpunkt Ma und der X-Kanal an den Meßpunkt Mb anzuschließen. Die auf Zeit bezogenen Spannungen und Ströme werden durch die Oszillo- gramme in Bild 11 veranschaulicht.

Im Gegensatz zum Prinzipschema (Bild 6) bleibt der Wider­stand Ro auch während der Magnetisierungszeit der (Primär-) Induktivität, also während der Flußphase des Transistors, wirksam. Über den Transistor fließt daher außer dem Magne­tisierungsstrom ein konstanter Wirkstrom (beim Oszillogramm, Bild 11a, gestrichelt angedeutet).

Man kann sich die Wirkungsweise der Schaltung nach Bild 9 und der nach Bild 2 aus einer Kombination der Prinzipschaltung gemäß Bild 3, deren Außenwiderstand ein Wirkwiderstand ist, und dem Ersatzschema gemäß Bild 6, mit dessen Hilfe die Wechselwirkung von Gleichspannung und Induktivität bespro­chen wurde, vorstellen. Der sich dem Magnetisierungsstrom überlagernde konstante Wirkstrom übt keinen Einfluß auf die Magnetisierung aus, solange der Spitzenwert von Iq (Lage C) unterhalb der Eisensättigung bleibt.

Der Verlauf der Arbeitskennlinie ist in Bild 10 an markanten Punkten durch Großbuchstaben markiert. Auf einem Oszillo­grafenschirm haben die Verbindungslinien je nach Geschwin-

I 40-

a

uzt

c

C CB

Bild 11. Oszillogramme des Transistor-Zerhackers

27

I

BB

IVo ^Rü

digkeit des Elektronenstrahls unterschiedliche Linienbreiten, auf die in den nachgezeichneten Bildern keine Rücksicht ge­nommen wurde. Wie aus den Oszillogrammen a und b des Bildes 11 hervorgeht, ist die Laufzeit von A bis B außerordentlich kurz. Auf dem Oszillografenschirm wäre daher nur eine dünne

28

Verbindungslinie zu erkennen. Die Strecke B—C entspricht der Dauer des Durchlasses, infolgedessen wird eine dickere Strahl­linie abgebildet. Sinngemäßes gilt für die übrigen Phasen innerhalb einer Periode.

Der Durchlauf der Kennlinie durch größere Kollektorverlust­leistungen (Strecke C—D) erfolgt wieder außerordentlich rasch. Bei diesem Durchlauf verschwindet der Kollektorstrom, bevor die Spannung zwischen Kollektor und Emitter ihren höchsten Wert erreicht. Dieses Überschwingen rührt von der beim Umschalten entstehenden Induktionsspannung her.

Die Oszillogramme der in Bild 11 wiedergegebenen Spannun­gen Uce. üo und Ub zeigen, daß diese nur während der Fluß­phase Td nahezu rechteckförmig verlaufen. Die geringfügigen Schrägen rühren von der sich ändernden Kollektorrestspannung Ur her. In der Sperrphase entsteht eine typisch exponentielle Entladung. Der Schaltrhythmus wird durch die Magnetisierung der Flußphase und die Entladung der Sperrphase bestimmt. Flußphase und Sperrphase können von unterschiedlicher Dauer sein.

Die über die Rückkopplung an die Basis transformierte Rück­schlagspannung bedeutet Sperrung und besitzt daher keine unmittelbare Bedeutung. Man muß jedoch darauf achten, daß die zulässigen Grenzwerte der Sperrspannung zwischen Basis und Emitter nicht überschritten werden.

Die über den Rückkopplungsweg an die Basis gelangende positive Spannung löst die Flußphase aus. Dieser Ausschnitt hat Rechteckcharakter, wie das der gemessene Basisstrom Ib in Bild Ile bestätigt. Die Höhe des Basisstroms wird bestimmt durch die rückgekoppelte Spannung Ub. die Basisvorspannung und die im Basisstromkreis liegenden Widerstände R 2 und R 3.

Der Basisstrom Jß muß von Beginn der Flußphase an so groß sein, daß sich der Arbeitspunkt auf der Grenzlinie nach oben bewegen kann (Wegstrecke B—C im Ic/UcE-Feld, Bild 10). An­genommen, der Basisstrom sei 0,5 mA, so kann der Kollektor­strom nicht höher, als es der 0,5-mA-Basisstrom zuläßt, anstei­gen. Im demonstrierten Ic/UcE-Feld entspräche dieser Zustand einem Kollektorstrom zwischen 50 bis 60 mA. Der Kollektor­stromanstieg erfolgt linear zur Zeit bis zum Arbeitspunkt C.

t

29

Bild 12. In Eisensättigung steuernder Kollektorstrom

I'c

Ab C tritt Kollektorstromsättigung ein, die ein Zusammen­brechen der Induktionsspannung zur Folge hat und damit ein weiteres Fließen des Basisstroms unterbindet. Punkt C ist also das Kriterium für den Durchlaßstop.

Eine andere Möglichkeit, den Durchlaß selbsttätig zu beenden, ist die Eisensättigung. Läßt man den Magnetisierungsstrom so weit anwachsen, daß Eisensättigung eintritt, so erniedrigt sich der Induktivitätswert und damit die Induktionsspannung. Allerdings steigt im Übergang zur Eisensättigung der Kollektor­strom stark an und erhöht damit die Verluste im Transistor und in der Transformatorwicklung. Der Begrenzungseffekt durch Eisensättigung ist für Eintaktschaltungen der hier beschrie­benen Arbeitsweise nicht geeignet, dagegen kann man Gegen­taktschaltungen nach diesem Prinzip arbeiten lassen. Bild 12 gibt eine Vorstellung darüber, wie sich der Kollektorstrom verhält, wenn er in die Eisensättigung steuert.

Beim Wechsel von Flußphase zu Sperrphase kehrt sich die Induktionsspannung um und stockt sich infolgedessen der Speisespannung U, auf. Zur Unterscheidung anderer durch Induktion entstehende Spannungen nennen wir die beim Abschalten entstehende Induktionsspannung künftig Rück­schlagspannung. Diese Rückschlagspannung kommt zusammen mit der Speisespannung Ui am Transistor zu liegen (Punkt D), wenn dieser vom leitenden in den sperrenden Zustand über­wechselt. Es entstehen also dadurch keine zusätzlichen Tran­sistorverluste, sofern die Sperrwiderstände von Kollektor- Emitter- und Kollektor-Basis-Strecke hinreichend groß sind. Da Rückschlagspannung und Speisespannung zusammen ein Mehr­faches bis Vielfaches der Speisespannung annehmen können, muß darauf geachtet werden, daß die Spannungsspitze nicht ins Durchbruchsgebiet des Transistors gelangt.

30

Einer überschaubaren Betrachtungsweise zuliebe soll zunächst angenommen werden, das Übersetzungsverhältnis von Primär- zu Sekundärwicklung sei 1 und die Kopplung zwischen beiden Wicklungen 100 °/o. Unter diesen Bedingungen wäre die Höhe der sich aufstockenden Rückschlagspannung Urq gleich dem Produkt des Spitzenwerts Tm der Magnetisierungsstromkom­ponente und des Lastwiderstands Ro. Beim Dimensionierungs­beispiel nach Bild 11 ist der am Flußende vorhandene Spitzen­wert Iq etwa dreimal so groß wie der durch den Wirkwiderstand Ro fließende Strom Iw. Somit ist auch die gesamte zwischen Kollektor und Emitter liegende Spitzenspannung OcE dreimal so groß wie die Speisespannung Uj. Am Widerstand Ro selbst kommt die Rückschlagspannung Urü allein zu liegen.

Das Abklingen der Rückschlagspannung erfolgt nach den Regeln der Zeitkonstantendefinition. Bei einer sich selbst­erregenden Stufe muß es ein Kriterium geben, das den Tran­sistor wieder einschaltet. Zu diesem Zweck muß der Basis- Emitterstrecke des Transistors eine Öffnungsspannung zuge­führt werden. Wie aus Bild 9 ersichtlich, ist die Basis an eine Rückkopplungswicklung n?b angeschlossen, von der sie eine zur Kollektorspannung gegenphasige und entsprechend dosierte Spannung erhält. Bei Verwendung eines npn-Transistors liegt an dessen Basis während der Sperrphase eine negative, expo­nentiell abklingende Spannung, so daß kein Basisstrom fließen kann. Der Transistor bleibt gesperrt, bis die im Verhältnis iüp : n?b transformierte Rückschlagspannung abgeklungen ist. Ab Beginn der Sperrphase kann es einige Zeitkonstanten (etwa 2...51) dauern, bis mit Hilfe einer geeigneten Vorspannung (durch Basisspannungsteiler R 1, R 2) der Basisstrom wieder zu fließen beginnt. Da der Auslauf einer e-Funktion sehr flach ist, hängt der Zeitpunkt des Wiedereinschaltens stark von dieser Anschwinghilfe ab.

Durchlaßdauer und Sperrdauer geben zusammen die Dauer einer Schaltperiode, wobei Sperrdauer und Durchlaßdauer nicht gleich zu sein brauchen. Da Durchlaß- und Sperrdauer verschie­denen Gesetzen gehorchen, muß man sie getrennt voneinander behandeln, bevor man etwas über die Gesamtperiode und damit über die Schaltfrequenz aussagen kann.

(2b)

die Durchlaßdauer

(2c)

(5)Ts = 2 r...5 r

(6a)

31

Lp

Ls

Up

us

rupü --= ------rus

ImTd — Lp

Up

Wegen der sich ändernden Kollektorrestspannung Ur bleibt Up während der Flußphase zwar nicht konstant, der hierdurch bedingte Fehler korrigiert die tatsächliche Arbeitsweise nur geringfügig, wenn die Restspannung gegenüber der Speise­spannung klein bleibt.

Für die Ermittlung der Sperrdauer muß man sich mit einer groben Annäherung begnügen. Die Sperrdauer beträgt etwa

L8 Ls2 ----- ...5 -------

Ro Ro

Für die Durchlaßdauer läßt sich das bereits besprochene Induktionsgesetz heranziehen. Nimmt man an, daß die an der Primärinduktivität Lp des Transformators Tr wirksam werdende Spannung Up = Ui — Ur ist, Td die Durchlaßdauer und Im der Spitzenwert des Magnetisierungsstroms, so findet man über

ImUp = Lp -----

Td

Bisher beschränkten wir uns darauf, den Einfluß einer Induk­tivität beziehungsweise der Induktivitäten eines Transformators mit dem Übersetzungsverhältnis ü = 1 zu betrachten. Die Aus­kopplung der Leistung kann über eine Sekundärwicklung erfolgen, deren Windungszahl von der der Primärwicklung mehr oder weniger abweicht. Bei 100 °/oiger Kopplung (z. B. mittels Bifilarwicklung) ist die magnetische Durchflutung bei Primär- und Sekundärwicklung gleich. Für sekundäre Wick­lungen gelten die gleichen Gesetze wie für die Primärwicklung. Ein an eine Sekundärwicklung angeschlossener Widerstand wirkt genauso, als ob er der Primärseite parallelliegen würde. Bei Übersetzungsverhältnissen ü 4= 1 wird der sekundärseitig belastete Widerstand nach folgender Beziehung transformiert

(6b)

32

ü2 RoRop

Zur Ermittlung der primärseitigen und sekundärseitigen Rück­schlagspannung muß man von dieser Widerstandstransforma­tion ausgehen. Beim Wechsel von Durchlaß auf Sperren entsteht eine Rückschlagspannung, die das Produkt aus dem Endwert beziehungsweise dem Spitzenwert des Magnetisierungsstroms und dem (transformierten) Lastwiderstand ist. Für die Span­nungsübersetzung gilt natürlich das Verhältnis der Windungs­zahlen.

Sehr hohe Rückschlagspannungen treten demnach bei fehlen­der Last, also im Leerlauf auf. Fehlende Last heißt, daß der Lastwiderstand Ro als unendlich hoch zu sehen ist. Demnach müßte auch die Rückschlagspannung unendlich groß sein. Prak­tisch begrenzen die Dämpfungskomponenten des Transforma­tors, die Sperrwiderstände des Transistors und die Neben­kapazitäten der Schaltung die Rückschlagspannung, jedoch in Größenordnungen, die vor allem den Transistor noch gefährden können.

Eine wirksame Absicherung gegen zu hohe Rückschlag­spannungen bietet zum Beispiel ein dem Ausgang parallel-

rüp = Windungszahl der Primärwicklung, n?8 = Windungszahl der Sekundärwicklung, Lp = Primärinduktivität, Lä = Sekun­därinduktivität, up = Primärspannung, us = Sekundärspannung, Rop = auf die Primärseite des Transformators transformierter Lastwiderstand Ro.

Praktisch lassen sich nicht bei jeder Dimensionierung nahezu 100 °/oige Kopplungen erzielen, vor allem dann nicht, wenn größere Übersetzungsverhältnisse berücksichtigt werden müs­sen. Es treten dann Streukopplungen auf, die nicht nur Span­nungsverluste bringen, sondern infolge der damit verbundenen Streuinduktivitäten den Schaltrhylhmus verändern können. Einen weiteren Einfluß können Wicklungskapazitäten ausüben. Diese vor allem für die praktische Dimensionierung der Schal­tungen bedeutsamen Einflüsse sollen hier noch vernachlässigt bleiben.

Durch Umstellung von (6a) findet man den auf die Primärseite transformierten Widerstand

333 Schweitzer, Translstor-Gleidispannungswandler

2.2 Eintakt-Gleichspannungswandler2.2.1 Sperrrvandlera) Prinzipielle Arbeitsweise

Die Grundschaltung eines Sperrwandlers (Bild 13) setzt sich aus einem Eintakt-Zerhacker und einem kapazitätsbelasteten

geschalteter VDR-Widerstand, dessen Ohmwert bei Span­nungserhöhung abnimmt. Eine andere Möglichkeit, zu hohe Spannungen abzufangen, ist die kapazitive Vorbelastung des Ausgangs. Bei dieser Methode wird die Umschaltgeschwindig­keit reduziert und damit die Induktionswirkung geschwächt.

Die von der Rückkopplungswicklung n?b (Bild 9) gelieferte Öffnungsspannung (während der Flußphase) muß einen nahezu konstanten Basisstrom (vgl. Bild 11, Oszillogramm e) bewirken, dessen Höhe sich nach der erforderlichen Kollektorstromspitze am Ende der Flußphase richtet. Dazu muß man das Verhältnis von Kollektorstrom und Basisstrom in Erfahrung bringen, das man entweder aus Firmendaten entnehmen kann oder durch Messung erhält. Nach gefundenem Basisstrom ist zu ermitteln, bei welcher Basisspannung sich dieser einstellt. Dabei unter­scheiden sich Germanium- und Siliziumtransistoren merklich voneinander. Die Rückkopplungswicklung muß diese Spannung mit einer gewissen Reserve anbieten, wobei die Spannungs­abfälle an den Widerständen einzubeziehen sind, über die der Basisstrom fließt. Das Windungszahlverhältnis von Primär­beziehungsweise Kollektorwicklung rup zur Rückkopplungs­beziehungsweise Basiswicklung rub entspricht dem Verhältnis der Primärspannung Up zur Rückkopplungsspannung Ub- Da die Kol­lektorrestspannung Ur gering ist im Vergleich zur Speisespan­nung Ui, kann man, ohne einen merklichen Fehler zu machen, mit der Speisespannung statt mit der Primärspannung Up rechnen.

Das Arbeitsverhalten eines Zerhackers weicht von der bis hier beschriebenen mehr oder weniger ab, wenn der Zerhacker Bestandteil eines Gleichspannungswandlers ist. Man unterschei­det zwei Grundtypen der Gleichspannungswandlung: Sperr­wandler und Durchflußwandler beziehungsweise (Strom-)Fluß- wandler. Summierwandler ist eine Kombination aus Sperrwand­ler und Durchflußwandler.

l‘cTli Tr

UCE;B "p

Us"sR3

UBE

C

400,3 mA

40,2 mA20-

5 Eu\

34

Zg - 0,5 mA

■-------0,4 mA

£b0

Bild 14. Arbeitskennlinie eines Spernvandlers

0,1 mA

0'------ 15 V

□

/ I / I p-"

Bild 13. Grund- und Meßschaltung eines Sperrro and lers

/o^0

10

^CE

+U\

tfR3

Einweg-Gleichrichterkreis zusammen. Der Gleichrichter G ist so gepolt, daß er während der Sperrphase des Transistor-Zerhak- kers öffnet. Daraus folgt, daß der Zerhacker während seiner Flußphase durch den Verbraucher nicht belastet wird, also leer­läuft. Für diese Betriebsphase gelten die Vorgänge, die im Zusammenhang mit dem Ersatzschema Bild 6 behandelt wurden. Danach erfolgt während der Flußphase nur die Magnetisierung des Transformators beziehungsweise der Aufbau des Magnet­feld-Arbeitsinhalts.

Durch das Umschalten von Flußphase auf Sperrphase bildet sich eine Rückschlagspannung, die den Gleichrichterkreis öffnet, so daß der Magnetfeld-Arbeitsinhalt zum Verbraucher abfließen kann. Der als Verbraucher gedachte Widerstand Ro erhält jedoch

r¥(h

. mA | 60-

k__ =

(2d)Ic =

353*

Up-Tp

Lp

den Arbeitsinhalt nicht unmittelbar, sondern unter Mitwirkung der Ladekapazität Co, die die magnetische Ladung in elektrische wandelt, um den Verbraucher während der gesamten Schalt­periode mit konstantem Gleichstrom zu versorgen.

Die ins Ic/UcE-Feld eingezeichnete Arbeitskennlinie (Bild 14) beschreibt einen Weg, dessen markante Punkte durch Großbuch­staben gekennzeichnet sind. Der Anfangsbuchstabe A ist willkür­lich gewählt und bezieht sich auf einen Augenblickszustand, der sich während des Umschaltens von Sperren auf Durchlaß ergib*. Bei Lage A ist ic = 0 und uce ~ Ui- Der Kollektorstrom bleibt Null, bis auch die Kollektorspannung auf Null gefallen ist (Lage B).

Ab Lage B bietet die Rückkopplungswicklung n>b eine Öff­nungsspannung für den Basisstromkreis an, außerdem stellt sich in Lage B der Höchstwert des Basisstroms ein. Der Transistor beginnt zu leiten und schaltet die Speisespannung Ui an die Induktivität der Primärwicklung. Im selben Moment bildet sich an den Induktivitätsklemmen eine Induktionsspannung, die der anliegenden entgegengerichtet ist und somit Spannungsgleich­gewicht hervorruft. Am Beginn der Flußphase ist der Kollektor­strom daher noch Null, steigt aber linear mit der Zeit an. Für sein Verhalten trifft das Induktionsgesetz zu, das anhand des Ersatz­schemas, Bild 6, und der grafischen Darstellung, Bild 7, erläutert wurde. Auch beim Sperrwandler gilt die Bedingung, daß der Strom nur bei konstanter Speisespannung und konstanter Induk­tivität linear anwächst. Allerdings bildet sich mit zunehmendem Kollektorstrom eine Kollektorrestspannung, die zum Ende der Flußphase geringfügig zunimmt und daher den linearen Strom­anstieg nicht merklich korrigiert.

Ebenso vernachlässigen darf man für die prinzipielle Betrach­tung die Spannung, die durch den Kollektorstrom am Gleich­stromwiderstand der Primärwicklung abfällt.

Für den Endwert des Kollektorstroms, der (Lage C) seinen Höchstwert erreicht, gilt die gesetz (1) abgeleitete Beziehung

am Flußende vom Induktions-

36

Infolge Kollektorstromsättigung kann der Kollektorstrom nicht weiter ansteigen. Maßgebend ist der Basisstrom, der in Lage C zur Verfügung steht. Bemerkenswert ist, daß der Basisstrom während der Flußphase abnimmt, obzwar sich die Spannung zwischen Basis und Emitter nahezu konstant verhält. Auf diese Erscheinung kommen wir noch zu sprechen. Der Weg C—D be­schreibt das Umschalten von Durchlaß auf Sperren. Ab Lage D öffnet sich der Gleichrichterkreis. Die Sperrphase wird in Lage C eingeleitet und dauert bis zur Lage E (Bild 15).

Bei der Arbeitsweise eines Sperrwandlers spielen die Vor­gänge während der Sperrphase ihre eigene, von der Flußphase „unabhängige“ Rolle. Der in den Gleichrichterkreis fließende Strom hat überwiegend kapazitiven Charakter. Da die induk­tive Rückschlagspannung, die den Gleichrichterkreis öffnet (Lage D), eine Abhängige des Laststroms ist, läßt sich über sie nur im Zusammenhang mit der Last etwas sagen.

Man wird die Kapazität des Ladekondensators Co so wählen, daß bei angeschlossenem Verbraucher eine nahezu reine Gleich­spannung zur Verfügung steht, d. h., daß sich der Gleichspannung nur eine vernachlässigbare Welligkeit überlagert. Für die folgen­de Erläuterung des Prinzips ist es daher zulässig, von einer kon­stanten Gleichspannung Uo zu sprechen, die über die gesamte Schaltperiode und somit über eine beliebige Betriebszeit andauert

Bekanntlich benötigt ein Gleichrichter nur relativ niedrige Öffnungsspannungen, um eine große Strommenge durchzulassen. Den Kennliniencharakteristiken von Silizium-Gleichrichtern (Bild 16) ist zu entnehmen, daß sich die Ventilspannung bei gro­ßen Stromunterschieden nur in geringem Maße ändert und daß man, je nach Spitzenstrom, mit einer Ventilspannung zwischen 0,5 bis 1,5 V rechnen muß. In den meisten Fällen sind die Ver­brauchergleichspannungen viel höher, so daß die Ventilspannung untergeordnet bleibt. Röhrengleichrichter, die aus technologi­schen Gründen wesentlich höhere Ventilspannungen beanspru­chen, wollen wir hier außer acht lassen, weil sie für unseren Aufgabenbereich nicht in Betracht kommen. Auch die Selengleich­richter haben höhere Ventilspannungen als Silizium-Gleichrich­ter. Selengleichrichter kann man daher dort einsetzen, wo Ver­brauchergleichspannungen über 20 Volt verlangt werden.

4--a

D E

bA

C

B

"-9E

c

C

C EAB0

d

B

0 e

ED

B

C

/0-

37

t —

fsrBild 15. Oszillogramme des Sperrroandlers

A ■E

B

EAB

4DC

t/c

t

f"B

tIs

-is--

o--_(/s_

0

^CE

Die von der Sekundärwicklung herangeführte Spannung muß um die Ventilspannung höher sein als die Ladespannung Uo, wenn der Gleichrichter stromdurchlässig werden und bleiben soll. Die von der Netzgleichrichtung her bekannten Gesetzmäßig­keiten gelten hier ebenso, jedoch mit dem Unterschied, daß der im Wandler arbeitende Zerhacker dem Gleichrichterkreis keine

o--

"s

EA D EA

] rs rD-*|

, EAB

MittelwertmA1,0

0,8

0,6

0,4

0,2

a00

b

10

5

1

0,5

0,1 1,0 V^F

38

j _ 0,5

3020

32Bild 16. Typische Kenn­

linien oon Silizium- Gleichrichtern

0,30,2

100 mA 50

—iI

~T i /

I

I

Streuwert Ti 4-------I

1-------

Q2 0,4 0,6 Q8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 2,0 V^F—-

39

eingeprägte Spannung anbietet. Da die Ladespannung bezie­hungsweise die Verbrauchergleichspannung (nahezu) konstant ist und die Sekundärspannung des Wandler-Transformators nur durch die Ventilspannung von der Ladespannung abweicht, muß sich die Sekundärspannung auch nahezu konstant verhalten. Man könnte auch sagen, die induktive Rückschlagspannung wird durch den Gleichrichterkreis stabilisiert. Dieser Effekt gilt jedoch nur so lange, wie überhaupt Strom in den Gleichrichterkreis fließt, weil eine Unterbrechung des Gleichrichterstromes den Transi­stor-Zerhacker zum Umschalten zwingt.

Nun wissen wir aus dem früher Gesagten, daß sich eine kon­stante Induktionsspannung nur dann aufrechterhält, wenn der durch die Induktivität (hier die Induktivität der Sekundärwick­lung) fließende Strom sich linear zur Zeit ändert. Oszillogramm d des Bildes 15, das sich meßtechnisch nachweisen läßt, bestätigt dies.

Der Ventilstrom verringert sich linear zur Zeit, bis er Null erreicht hat. Am Phasenende, das der Lage E entspricht (Bilder 14 und 15), bricht die Induktionsspannung zusammen, der Arbeits­inhalt des Magnetfeldes ist zu diesem Zeitpunkt aufgebraucht. Der rasche Abfall der bis dahin konstanten beziehungsweise „stabi­lisierten" Induktionsspannung, die durch den Weg D—E des Oszillogramms c in Bild 15 beschrieben wird, induziert sich auf die Rückkopplungswicklung n?b und öffnet über die Basis den Transistor, so daß der Schaltrhythmus von neuem beginnen kann. Zum Zeitpunkt der wieder beginnenden Flußphase des Transistor-Zerhackers liegt am Eingang des Gleichrichterkreises eine entgegengesetzt gerichtete Spannung, die natürlich den Ein­weg-Gleichrichterkreis nicht öffnet. Während der Flußphase wird der Gleichstromverbraucher vom Ladekondensator Co gespeist.

Bei einem Übersetzungsverhältnis von Primär- zu Sekundär­wicklung ü = 1 und bei einer Kopplung zwischen beiden Wick­lungen von 100 °/o haben Primär- und Sekundärwicklung gleiche Induktivitätswerte. Man könnte daher, wie bei den früher beschriebenen Grundschaltungen, das Übersetzungsverhältnis des Transformators ausklammern und sich auf eine Induktivität beziehen, über die sowohl der Kollektorstrom wie der Gleich­richterstrom fließt. Bei dieser Vereinfachung wäre der Endwert

(2e)

Sekundärwicklung erhält

Tp(7)(T —Tp)

40

Tp

Ts

IgUg = Ls-----

Ts

UP

ü

UPU8 ---------

ü

Bei Vernachlässigung der Kollektorrestspannung ist Up « Ui.Diese Beziehungen kennzeichnen eine außerordentlich wichtige

Eigenschaft des Sperrwandlers: Die Sekundärspannung ist nicht allein vom Übersetzungsverhältnis abhängig. Eine einflußreiche Komponente ist das Schalt-Pause-Verhältnis Tp : Ts- Da das Ver­hältnis Tp : Ts praktisch Werte bis etwa 10 :1 annehmen kann, ergibt sich bereits ohne Einbeziehung des Übersetzungsverhält­nisses die Möglichkeit, die Ausgangsspannung in weiten Grenzen zu wählen.

Um einebestimmte Leistung nutzbar

Bei ü = 1 ist La = Lp und 1g = Ic- Nach Einführung des Über­setzungsverhältnisses von Primär- zu man die Beziehung

bestimmte Ausgangsgleichspannung und eine zu machen, bedarf es einer genauen

des Kollektorstroms Ic gleich dem Anfangswert des durch den Gleichrichter G fließenden Stroms. Für diesen Moment müssen wir also mit eingeprägtem Strom rechnen, der ausschließlich durch den Endwert des Kollektorstromes Ic vorbestimmt wird.

Die Sekundärspannung Us, die ja der Ladespannung Uo ähnlich ist, ist eine Abhängige des Verbraucherwiderstandes Ro- Bei hohem Widerstand Ro entsteht an diesem eine „hohe“ Gleich­spannung Uo, bei niedrigem Widerstand Ro eine „niedrige“ Gleichspannung. Je höher die Spannung, desto höher ist die be­anspruchte Augenblicksleistung, aber um so kürzer ist die Dauer, innerhalb der der Magnetfeld-Arbeitsinhalt aufgebraucht ist.

Um die Sekundärspannung Us zu errechnen, müssen der Anfangswert des linear abnehmenden Gleichrichterstroms, die Induktivität der Sekundärwicklung und die Dauer der Gleich­richter-Öffnungsphase bekannt sein oder vorher ermittelt wer­den. Die Berechnungsformel läßt sich aus dem Induktionsgesetz (1) ableiten und gleicht grundsätzlich den bisher erörterten Be­ziehungen (2)

!

400 0.8 40 40

30 30

200 0,4 20 20

100 0,2 10 10

03 550 70 100 150 200 300 500 700 £1 7

kHz

15

■11.0

0.50.4

<12

7150 200 300 500 700£ 1 3 5

41

300 0,6

010 k£

Bild 17.Gemessene

Arbeitsdaten eines Sperr-

roandiers

0 10 k£

mA V50 50

I's

11/ tfo

15 2

15 2

mW500 1,0

t fP 7

050 70 100

0,8 I£ 0.6 '

(8)

0)

(10)2

Wandlung auftretende Verluste noch nicht

Po = V Pi = (11)

42

Die Diagramme in Bild 17 spiegeln das Arbeitsverhalten eines Sperrwandlers wider, der nach der Schaltung in Bild 13 aufge-

Tm ----- Td

2

D { im dt

Hierbei sind bei ucrberücksichtigt. Es sind dies:

a) in Wärme umgesetzte Verlustleistung des Transistors und Steuerleistung für Basis,

b) Transformatorverluste, wie Kupferverluste, Magnetisie­rungsverluste und dielektrische Verluste,

c) Ventilverluste, Leckstrom des Ladekondensatorsd) eventuell zusätzlicher Stromverbrauch durch Anschwing­

hilfen.Zur Durchleuchtung der Gleichspannungswandlung kann man

zunächst die Verluste d) ausklammern. Die Verluste gemäß a), b) und c) bringt man im Wirkungsgrad unter, den man als ange­nommene Erfahrungsgröße in die Rechnung einführt. Somit er­hält man die Nutzleistung Po für den Gleichstromverbraucher aus

r) Uj Tc Td

2 T

Pm-T

Folglich ist die verfügbare Leistung

Ui Im TDPm -- -------------------T

Vorbestimmung des in der Flußphase gespeicherten Magnetfeld- Arbeitsinhalts. Die durch den Magnetfeld-Arbeitsinhalt verfüg­bare Leistung Pm wird durch das folgende Integral beschrieben (im = Magnetisierungsstrom, siehe auch Bilder 6, 7, 8)

Tr

Ui J0

Bei linearem Anstieg des Magnetisierungsstroms iin gilt

tD

J im dt o

mA

50

Q70.5 0.60 0.1

43

b) Rückkopplung und Basisstrom

Infolge der komplexen Belastung des Sperrwandlers während seiner Sperrphase hat die Ausgangsspannung Us (Oszillogramm c in Bild 15) nahezu Rechteckform, die auch an der Rückkopp­lungswicklung, jedoch mit umgekehrter Polarität (Oszillogramm e),

Illi ^j-25°C — -

ASY80

.7?

baut und durchgemessen wurde. Alle interessierenden Kompo­nenten sind hierin als Abhängige der Laständerung beziehungs­weise Ro-Variation eingetragen. Bemerkenswert ist dabei, daß sich der Wirkungsgrad ab einem Schaltverhältnis von 0,6 an­nähernd konstant verhält. Man vergleiche hierzu die beiden über­einander angeordneten Diagramme7 miteinander. Allerdings muß der Gleichrichter G kapazitätsarm sein (vgl. Bild 19).

Es mag zunächst irritieren, daß die Ausgangsleistung Po bei Erhöhung des Lastwiderstandes Ro ansteigt. Gleichstrom-Ein­gangsleistung Pi und Ausgangsleistung Po weisen jedoch gleiche Anstiegstendenz auf. Bei der hier demonstrierten Messung sind konstante Leistungen Po und Pj deshalb nicht gegeben, weil das Arbeitsverhalten nur auf die Lastabhängigkeit bezogen wird. Da sich dabei das Schaltverhältnis wesentlich ändert, werden Ein­gangs- und Ausgangsleistung gleichermaßen beeinflußt.

I I i i r BSX19

-------------- BSX20 ’ —

------ ---------

l 0,8 0.8

| 100 --- . ——_^L s

0,3 0.4 015 0,6 Q7 0,8 0,9 1,0 1,1 VZ/K—*

Bild 18. Zur Veranschaulichung der Beziehungen zroischenBasisstrom, Basis-Emitter-Spannung und Kollektorstrom

44

erscheinen muß. Das Oszillogramm f in Bild 15 zeigt, daß sich der über die Rückkopplung gesteuerte Basisstrom nicht ganz form- enlsprechend verhält. Das hat folgende Gründe:

Anhand von Datenblättern kann man erkennen, daß sich bei angenommener Konstanz des Basisstroms die Basis-Emitterspan­nung Ube mit Zunahme des Kollektorstroms erhöht. Ist dagegen die Spannung zwischen Basis und Emitter eingeprägt, wie es beim Sperrwandler der Fall ist, so nimmt der Basisstrom zwangsläufig ab, wenn sich der Kollektorstrom erhöht. Die in Bild 18 als Beispiel gezeigten Kennlinien bestätigen diese Tran­sistoreigenschaft. Das im Oszillogramm f des Bildes 15 deutlich erkennbare Arbeitsverhalten tritt um so weniger in Erscheinung, je mehr der Basisstrom mittels Basisvorwiderstand zum einge­prägten Zustand übergeht.

Das Ende der Flußphase wird durch Kollektorstrombegrenzung bestimmt. Dieses Kriterium ist durch den über die Rückkopplung gesteuerten Basisstrom und das Verhältnis von Kollektorstrom zu Basisstrom in der Arbeitslage C vorbestimmt. Wie beim Zer­hacker mit Wirklast empfiehlt es sich auch beim Sperrwandler, den Basisstrom durch einen im Basisstromkreis eingesetzten Einstellwiderstand (R 3) auf die erforderliche Höhe zu bringen. Auf diese Weise lassen sich vorher errechnete Arbeitsdaten genau einstellen.

Ein in Serie mit der Rückkopplungswicklung liegender Wider­stand verringert allerdings die Umschaltgeschwindigkeit, so daß die Umschaltverluste mehr oder weniger ansteigen können. Sie lassen sich jedoch durch das Hinzufügen eines Kondensators, wie in Bild 9 angedeutet, herabmindern. Bei Schaltfrequenzen unter 5 kHz bringen diese sogenannten „Versteilerungs,l-Kondensa- toren (Cb) kaum merkbare Verbesserungen. Die Kapazität dieses Kondensators darf nicht zu groß sein, weil sie zusammen mit der Streuinduktivität einen Resonanzkreis bilden kann, der zur Ursache eines nicht mehr kontrollierbaren Arbeitsverhaltens wird.

Die Basiswiddung n?b muß so angeschlossen werden, daß Kol­lektoranschluß und Basisanschluß zueinander gegenphasig sind. Da die endgültige Höhe des Basisstroms durch den Einstellwider­stand R 3 einstellbar ist, kann man sich die Berechnung des

(12)

(13)Iß

45

Windungszahlverhältnisses von Kollektorwicklung rvp zur Basis­wicklung n?b erleichtern, indem man sich der folgenden Erfah­rungsformel bedient:

Diese Formel gilt für eine Schaltungsdimensionierung gemäß Bild 13, bei der auch eine Anschwinghilfe vorgesehen ist, die durch den Spannungsteiler R 1 und R 2 verwirklicht wird.

Die Primärspannung Up ist die Spannung, die sich am Ende der Flußphase bildet. Man erhält sie aus Up = Ui — Ur. Bei größeren Speisespannungen U\ kann man die Kollektorrestspannung ver­nachlässigen und in (12) für Up den Ausdruck Ui setzen. Ube ist die Spannung, die am Ende der Flußphase erforderlich ist, den Basisstrom hervorzurufen, bei dem Kollektorstromsättigung ein­treten soll. Man findet diesen Wert entweder aus Datenblättern, die der Transistorhersteller herausgibt, oder auch an Hand einer Messung mit ruhenden Spannungen und Strömen. Der Faktor 1,7 in (12) berücksichtigt den Spannungsabfall des Basisstroms an den Widerständen R2 und R 3. Man findet den Nennwert (maxi­maler Wert) des Einstellwiderstandes durch

Vp

1.7 Ube

1.2 UbeR 3 ~-------------

rv P üb ---------~

IVb

Der tatsächliche Einstellwert liegt dann etwa in der Mitte des Einstellbereichs.

Der Spannungsteiler ist so zu dimensionieren, daß sein Quer­strom etwa so groß ist wie der veranschlagte Basisstrom. In Ruhe, d. h. bei nicht schwingendem Wandler, soll am Verbin­dungspunkt der Widerstände R 1, R2 und R3 eine Gleichspan­nung von ungefähr zwei Dritteln des Spannungswertes liegen, den wir für Ube gefunden haben. Diese Bedingungen reichen in den meisten Fällen aus, einer Sperrwandlerschaltung eine ver­läßliche Anschwinghilfe zu geben. Bei Anwendung von Sperr­wandlern bei tiefen Temperaturen ist darauf zu achten, daß sich die erforderlichen Öffnungsspannungen erhöhen. Es empfiehlt

46

sich dann, den Spannungsteilerwiderstand R 2 temperaturabhän­gig zu machen (siehe Abschnitt 3).

Die nach dem Umschalten von Fluß- auf Sperrphase entste­hende Induktions- beziehungsweise Rückschlagspannung (die den Gleichrichterkreis öffnet) überträgt sich auch auf die Basis­wicklung und zieht die Basis-Emitterstrecke in den Sperr­bereich. Bei der Wahl von Ausgangsspannung und der Überset­zungsverhältnisse rup : ms und rup : rub ist zu überprüfen, ob die Sperrspannungen die maximal zulässigen Grenzwerte nicht über­schreiten. Für Ube sind Grenzwerte zwischen 5 und 20 V üblich.

c) Gleichrichter und Ladekondensator

Zur Auswahl eines geeigneten Gleichrichters ist zu bemerken, daß sich die Strom- und Spannungsspitzen von Wandlern anders verhalten als die der klassischen Netzgleichrichtung. Beim Sperr­wandler ist die wirksame Gleichrichter-Sperrspannung die Summe von Ladespannung und transformierter Primärspannung. Bei der Netzgleichrichtung muß man jedoch mit nahezu dreifacher Ladespannung rechnen. Man kann also bei Berücksichtigung der propagierten Spannungsgrenzdaten eines Gleichrichters ihm eine höhere Verbraucher-Gleichspannung Uo zumuten, als wenn er als Netzgleichrichter arbeiten würde. Der höchste über den Gleich­richter fließende Strom ist am Anfang seiner Öffnungszeit. Da die Sperrzeit eines Sperrwandlers meist kürzer ist als die Fluß­dauer, muß die Gleichrichteranordnung in der Sperrphase des Wandlers den Strombedarf für die gesamte Schaltperiode decken. Trotzdem ergeben sich niedrigere Spitzenwerte als bei Einweg- Netzgleichrichtung, weil die relative Stromflußzeit bei letzterer meistens noch kürzer ist als beim Wandler.

Es wurde bereits darauf hingewiesen, daß man dem Silizium- Gleichrichter wegen seiner sehr niedrigen Ventilspannung den Vorzug geben soll. Allerdings empfiehlt es sich, nicht jeden Silizium-Gleichrichter, der sich anbietet, in Sperrwandlerschal­tungen einzusetzen.

Eine besondere Rückwirkung auf die Arbeitsdaten eines Sperr­wandlers übt die dynamische Eigenkapazität des Gleichrichters aus, die bei höheren Schaltfrequenzen den Wirkungsgrad ver­schlechtert. Messungen mit verschiedenen Gleichrichtertypen

0,9i

BA1330,6

0,7

0,6

0,6 0,9 1.00,50,4

154

47i

-i

+ 4

-3 6 kHz

7 1

=

i) Ausschlaggebende Komponente ist die Sperrverzögerung, die in den Daten­blättern durch tr_ beschrieben wird.

Selen-6I. E25C25

SI-6I. fürs Netz

0,8

-I----- t-6

0,5 L0,3

zeigten, daß die dynamische Kapazität vor allem in dem Augen­blick, bei dem der Gleichrichter vom Öffnungszustand in den Sperrzustand1) gerät, den Umschaltvorgang verzögert. Dieser Effekt ist besonders bei den größeren Schaltverhältnissen von Nachteil. Bild 19 gibt darüber Aufschluß, wie stark der Wirkungs­grad vom Gleichrichtertyp abhängig sein kann. Tabelle 4.1 im Anhang gibt eine Übersicht von Silizium-Gleichrichtern, die sich für Gleichspannungswandler eignen.

Bei Schaltfrequenzen über etwa 500 Hz sind niedrigere Kapazitätswerte für den Ladekondensator erforderlich als bei

\ Selen-Gl. A (400 mA) \ I

0,7 2b__

T ----- 1--------- 1

5 's —*I i I-------1

20 30 40 50 VUo---- *-

Bild 19. Das Diagramm zeigt unterschiedliche Wirkungsgrade an einem Sperrmandler, roenn an dessen Ausgang die

angegebenen Gleichrichter geschaltet roerden (400 mA ist der Nennroert des dlesbetreffenden Gleichrichters)

H-8 10

(14)A Q — Io Tgg

(15)

enthalten. Setzt man (14) und (15) gleich, so lautet die Gleichung

(16a)

oder wenn man Co herauszieht

(16b)

48

beschreiben. Darin ist Tsg die Sperrzeit des Gleichrichterkreises. Die in dieser Zeit verlorengehende Differenzladung muß bei jeder anschließenden Aufladungsspanne wieder wettgemacht werden. Die dabei auftretende Spannungsänderung ist in der Beziehung

Io T'sg — Au Co

Io TRg

Au

A Q = Au Co

Co =

der Netzgleichrichtung üblich. Eine obere Grenze der Lade­kapazität ist nicht scharf gezogen, weil der Ladekondensator im Wandler nicht, wie bei der Netzgleichrichtung, die Öffnungs­dauer des Gleichrichters bestimmt. Es kommt vor allem darauf an, eine Mindestkapazität zu finden, die eine vernachlässigbare Restwelligkeit gewährleistet.

Wenn bereits der Ladekondensator ausreichend glättet, kann man auf eine ihm folgende Drossel-Kondensator-Siebung über­haupt verzichten. Im allgemeinen ist eine Gleichspannung aus­reichend gesiebt, wenn ihre Welligkeit unter 2 bis 3 °/o bleibt.

Während der Sperrphase des Gleichrichters wird dieser Strom ausschließlich vom Ladekondensator Co geliefert. Zu diesem Zweck gibt der Ladekondensator einen Teil seiner Ladung ab. Da dabei seine Klemmenspannung nur einige Prozent der gesamten Ladespannung fallen darf, muß folglich auch die abgegebene Ladung in diesem Verhältnis absinken. Eine solche Forderung erfüllt natürlich nur eine Kapazität, die zusammen mit dem Gleichstromverbraucher über eine Zeitkonstante ver­fügt, die ein Vielfaches der Entladezeit ausmacht. Um diese Kapazität zu finden, kann man sich folgender vereinfachten Überlegung bedienen.

Die Entladungsdifferenz kann man durch

^omin.^omox

0t—I-—r6 rsg

*s/s

K Ioy0t —*■

49

Bild 20. Welligkeit der Ausgangsspannung und Gleichrichter­strom im Zusammenhang mit der Kondensatoraufladung

Ldu

4 Schweitzer, Transistor-Gleichspannungswandler

fü I—rö—*

In Bild 20 ist das Wechselspiel zwischen Aufladung und Ent­ladung des Ladekondensators grafisch veranschaulicht. Wie ersichtlich, ist der in den Verbraucher fließende Strom über die gesamte Schaltperiode als konstant angenommen. Während der Öffnungszeit des Gleichrichters geht ein Teil des vom Wandler- Transformator abfließenden Stroms is direkt in den Verbraucher, der andere Teil füllt die Ladung des Ladekondensators auf. Jedoch noch vor dem Flußende des Gleichrichters übernimmt der Ladekondensator zunächst anteilig und dann voll die Belieferung des Verbrauchers.

Zu beachten ist der Umstand, daß im Ladekondensator stän­dig eine Grundladung gespeichert bleibt, die sich aus dem Produkt von Uo min und der Kapazität Co erklärt. Diese Ladung wäre fähig, auch nach einer Betriebsunterbrechung nach Maß-

50

gäbe ihrer Zeitkonstante den Verbraucher zu beliefern, bis der Kondensator sich vollständig entladen hat. Diese Grundladung muß jedoch unmittelbar nach dem Einschalten erst wieder auf­gebracht werden. Das bedeutet, daß ein Wandler nach dem Einschalten zunächst mehr Leistung beansprucht, bis sich der Dauerbetriebszustand eingeschwungen hat. Es empfiehlt sich daher, die Ladekapazität nicht viel höher als notwendig zu bemessen, um ein sicheres Anschwingen zu gewährleisten.

d) Auswahl des TransistorsDer sich am Ende der Flußphase einstellende Kollektorstrom

ist betrieblicher Maximalwert. Es empfiehlt sich, ihn nicht mehr als 2/3 des Grenzwertes anzusetzen, der für die ausgewählte Type vom Hersteller angegeben wird.

Die während der Sperrphase auftretende Rückschlagspannung induziert sich auf die Primärseite des Wandlertransformators und erscheint somit im Verhältnis der Wicklungsübersetzung ü an der Primärwicklung. Diese übertragene Primärspannung, die zur Primärspannung der Flußphase entgegengesetzt gerichtet ist, addiert sich zur Speisespannung Ui und liegt somit als

U9Summe von —und Uj an der Kollektor-Emitterstrecke des in

Sperrung befindlichen Transistors. Diese Spannungssumme muß unter der propagierten Grenzspannung Uceo bleiben. Es emp­fiehlt sich, eine Reserve von mindestens 50 °/o vorzusehen, weil während der Umschaltmomente zusätzliche Spannungsspitzen auftreten können, die den Transistor durchbruchgefährden. Die gleichen Gesichtspunkte gelten für die Basis-Emitterstrecke.

Für eine Reihe von Transistortypen geben Hersteller Grenz­werte in Form von Diagrammen bekannt (Beispiele gibt Bild 21 wieder). Die für Sperrwandler typischen Arbeitskennlinien (zum Beispiel Bild 14) müssen innerhalb der zulässigen Ein­grenzung bleiben.

Eine weitere Forderung an den Transistor ist, daß die Rest­spannung seiner Kollektor-Emitterstrecke, die sich im leitenden Zustand bildet, möglichst gering sein soll. Diese Restspannung bestimmt im wesentlichen die Kollektorverlustleistung.

I

■■

^CEb

Bild 21. Typische Arbeits- und Sperrgebiete oon Transistoren

D

Ca cB t

b D ----- *C

ß E A B t

51

I^CE

tPc A

%%%

Bild 22. Beim Schalten treten Spitzenleistungen auf (die Darstellung bezieht sich auf einen Sperrivandler)

52

Es gibt Transistoren, die im interessierenden Bereich keine ausgeprägten Übergangsknicke zur Kollektorstromsättigung auf­weisen. Trotzdem tritt bei diesen Transistoren eine definierte Sättigung ein, weil der meist nicht eingeprägte Basisstrom in der Endphase der Transistoröffnung abfällt. In Tabelle 4.2 im Anhang sind Transistortypen mit Grenzdaten genannt, die sich für Wandler eignen.

Bei der Behandlung der grundsätzlichen Wandler-Funktion war angenommen worden, daß die Umschaltzeiten vernach­lässigbar kurz sind. In erster Linie hängt es von den Schalt­eigenschaften des Transistors ab, ob diese Annahme weitgehend zutrifft. Ein zu langsam schaltender Transistor verlängert die Dauer der Arbeitspunktänderung, die Gebiete hoher Kollektor­verlustleistung durchläuft. Das bedeutet, daß die dabei auf­tretende Spitzenverlustleistung im Verhältnis zur Gesamt­periode länger andauert und den Transistor stärker erwärmt. Anhand von Bild 22 wird gezeigt, daß die Augenblicksleistung eines Sperrwandlers beim Umschalten von Durchlaß auf Sperren (Weg C—D) ihren höchsten Wert annimmt. Da diese Beanspru­chung des Transistors nur von bestimmter Dauer ist und je Schaltperiode nur einmal wiederkehrt, verhalten sich Erwär­mung und die damit verbundene Temperaturerhöhung der Sperrschicht anders als bei entsprechender, d. h. gemittelter Dauerstrichbelastung.

Bild 23 macht das verständlich. Der auf die Zeit bezogene Verlauf der Kollektorverlustleistung ist hier durch Rechteck­impulse dargestellt, um das davon abhängige Temperaturver­halten besser überschauen zu können. Bei plötzlich stark ansteigender Kollektorverlustleistung Pc erwärmt sich die temperaturempfindliche Sperrschicht nach einer Wärmezeit­konstante, so daß die Endtemperatur erst nach einer bestimm­ten Dauer erreicht wird. Bei einem langen Leistungsimpuls tritt Temperatursättigung ein. Bekanntlich ist bei Germaniumtran­sistoren eine maximale Sperrschichttemperatur &} zwischen 70...90 °C zugelassen, bei Siliziumtransistoren zwischen 150 bis 200 °C. Bei sehr kurzen Impulsen gleicher Spitzenleistung ver­hindert die innere Wärmeträgheit, daß die Endtemperatur erreicht wird. Die Temperatur mittelt sich vielmehr aus, ihre

T

0

I

0t——

t—-

53

Bild 23. Sperrschichterruärmung bei unterschiedlicher Impulsbeaufschlagung

I

I

t

4

H— t—H Tu

"1 II I

tpz

a

I pz

b

Schwankungen (Bild 23b) sind klein im Vergleich zur Impuls­beaufschlagung in Bild 23a. Daraus resultiert, daß Leistungs­impulse, die wesentlich kürzer als die Wärmezeitkonstante des Transistors sind (z. B. 50 ms), höhere Spitzenleistungen annehmen dürfen als Impulse, bei denen der Temperaturend­wert erreicht wird.

Für eine Reihe von Transistortypen geben Transistorhersteller Diagramme über die Impulsbelastbarkeit bekannt. Bei der Bemessung von Wandlern kleiner Leistung kann man sich die Auswertung solcher Diagramme ersparen. Bei Wandlern, die mit Schaltfrequenzen bis 20 kHz beaufschlagt werden, sind Umschaltzeiten im Gebiet von 1 bis 10 ps zu erwarten. Das Tastverhältnis Tu : T (nicht zu verwechseln mit dem in diesem Buch beschriebenen Schaltverhältnis) ist meistens kleiner als 1 :20. Unter diesem Gesichtspunkt kann man die hochstzulässige

54

e) Typische Eigenschaften des Sperrwandlers

Generell ist zu sagen, daß man einen Sperrwandler mit einem Schaltverhältnis von mindestens 0,6 betreiben sollte, um einen Wirkungsgrad von mindestens 0,75 zu erhalten.

Aus dem bisher Besprochenen ergeben sich folgende Vorzüge des Sperrwandlers:

a) Es lassen sich relativ leicht hohe Gleichspannungen erzielen, ohne daß man ein hohes Übersetzungsverhältnis von Sekundär- zu Primärwicklung vorsehen muß;

b) man kann demzufolge mit verhältnismäßig niedriger Speisespannung operieren;

c) Sperrwandler sind kurzschlußsicher, da sie einen hohen Innenwiderstand besitzen;

d) die Leistungsabgabe ist in weiten Grenzen der Belastung optimal.

Nachteile des Sperrwandlers sind:

a) Wegen des hohen lastabhängigen Innenwiderstandes hat die Ausgangsspannung eine große Abhängigkeit zur Wirklast;

b) bei Leerlauf des Sperrwandlers werden Transistor, Trans­formator, Gleichrichter und Ladekondensator gefährdet;

c) bei geringer Stromentnahme fällt der Wirkungsgrad stark ab.

Impulsbelastbarkeit wegen der Strom- und Spannungs-Grenz­daten eines Transistors nicht ausnutzen.

Um die gewünschten kurzen Umschaltzeiten zu erhalten, verwende man Transistoren, deren Transitfrequenz mindestens 1 MHz aufweist. Um die Umschaltdauer eines arbeitenden Wandlers meßtechnisch zu überprüfen, empfiehlt sich eine Helligkeitssteuerung mit Zeitmarken, wenn man die Arbeits­kennlinie von einem Elektronenstrahl-Oszillografen schreiben läßt. Man kann auch die zeitabgelenkte Kollektorspannung helligkeitssteuern, wenn der Oszillograf eine starke Zeitdeh­nung erlaubt.

Uoa

b

c

K'g

T

"'s*B

Ä3

R2UBE

55

Bild 24.Schutzmaßnahmen

gegen Überspannungen beim Sperrrvandler

Unten: Bild 25.Sperrmandler mit

Gegenglcichrichtung

Zener­diode

liehen Überspannungen auftreten, die Transistor, Transformator, Gleichrichter und Ladekondensator beschädigen. In Bild 24 sind einige Schutzmaßnahmen angedeutet. Bei höheren Ausgangs­spannungen bis etwa 60 V eignet sich als Schutzmaßnahme ein Glimmstabilisator, der bei etwa 70 V zündet (z. B. ZZ 1000).

Sperr- wond-

ler

Sperr­end - ler

Sperr­wand­ler

Gg

ZiÄ’l

"i

1 3

f) Schutzmaßnahmen gegen ÜberspannungenWenn beim Betrieb von Sperrwandlern vorübergehende

Lastunterbrechungen nicht vermeidbar sein sollten, muß man durch Schaltungszusätze dafür Sorge tragen, daß keine gefähr-

Glimm-stabilisator

13__Ug

H-“V*5 üo h/?0

Q7

0,6

20 10Q5

0,310 5

0,2

0.1

00

56

I 70.8

tlI U

mA V

30 15

*o —-Bild 26. Gemessene Arbeitsdaten eines Sperrroandlers mit

Gegengleichrichtung

Voraussetzung dabei ist, daß der Wandler den erforderlichen Zündstrom erreicht. Bei niedrigen Spannungen lassen sich Zenerdioden an den Ausgang schalten, deren Stabilisierungs­spannung über der gewünschten Nutzspannung liegt, so daß bei eventuellem Leerlauf die Zenerdiode einen Spannungs­anstieg verhindert. Bild 24c weist auf die Möglichkeit hin, VDR-Widerstände zu verwenden, deren Widerstand bei höhe­ren Spannungen stark abnimmt. Alle diese Maßnahmen haben die Eigenschaft, bei Schutzwirkung Leistung zu verbrauchen.

Eine günstigere Leistungsbilanz bietet eine Schutzschaltung, bei der der auslösende Strom zur Stromquelle zurückfließt (Bild 25) und daher nicht verlorengeht. Dieser Aufgabe dient eine Zusatzwicklung (mg), die so bemessen ist, daß ein bestimm­tes Spannungskriterium einen an der Zusatzwicklung liegenden Gleichrichter (Gg) öffnet.

(17)

57

I

nicht Wie auch

üUo

~ÜT2.2.2 Stromflußroandiera) Flußwandler mit Umschwingkondensator

Beim Stromflußwandler öffnen Transistor und Gleichrichter­kreis gleichzeitig und bleiben gleichlange Zeit leitend. Für das Spannungsverhältnis zwischen Sekundär- und Primärseite gilt in der Hauptsache das Windungszahlverhältnis. Der Wandler­transformator hat demnach eine ähnliche Aufgabe wie ein Übertrager, der Leistung zu übertragen hat, ohne merkliche Blindleistung zu beanspruchen.

Die Schaltung muß mit einem von der Zeit abhängigen Ab­schaltkriterium ausgestattet sein, wenn sie sich selbst erregen soll. Der komplexe Strom des Gleichrichterkreises ist geeignet, eine periodische Schwingung hervorzurufen, beim Transistorzerhacker und beim Sperrwandler muß

Der Rückfluß setzt ein, wenn die Spannung an der Zusatz­wicklung größer werden will als die Speisespannung plus Gleichrichter-Ventilspannung. Man nennt diesen Gleichrichter daher Gegendiode oder Gegengleichrichter.

Die Wirkung der Gegengleichrichtung veranschaulicht Bild 26. Geht die Belastung so weit zurück, daß die Spannung an Wick­lung (während der Sperrphase des Wandlers) theoretisch größer wäre als die Speisespannung, so wird eine Stabilisierung der Wicklungsspannung erzwungen. Allerdings sinkt der Wir­kungsgrad auch bei Gegengleichrichtung, weil beim Eingang und Ausgang der Magnetisierungsleistung die Verlustkompo­nenten der Wandlerschaltung gedeckt werden müssen. Den besten Wirkungsgrad erhält man bei einer Nutzbelastung, bei der die Gegengleichrichtung gerade einsetzt.

Zur Berechnung der Wicklung rvB ist die Ausgangsspannung Uo festzulegen, bei der die Gegengleichrichtung einsetzen soll. Das Übersetzungsverhältnis üg, das die Windungszahlen von Primärwicklung iup und Zusatzwicklung rog gegenüberstellt, findet man durch die Näherung

rvpüg =------

mg

58

beim Flußwandler der Kollektorstrom bis zur Kollektorstrom­sättigung (linear) ansteigen, um die periodische Schwingung herbeizuführen.

Der Kollektorstrom setzt sich daher aus zwei Komponenten zusammen, die verschiedene Aufgaben haben: 1. Magnetisie­rung, 2. Speisung des Verbrauchers. Beim Flußwandler besteht aber nicht die Absicht, den gespeicherten Magnetfeld-Arbeits­inhalt zu nutzen. Während der Sperrphase erfolgt ja keine Belieferung des Gleichrichterkreises. Daraus folgt, daß der Flußwandler während seiner Sperrphase leerläuft.

Bei der Besprechung des Transistorzerhackers erfuhren wir, daß bei Leerlauf außerordentlich hohe Induktionsspitzen be­ziehungsweise Rückschlagspannungen auftreten. Während der Sperrphase sind ja nur die Sperrwiderstände von Gleichrichter und Transistor als Last vorhanden. Beide, Gleichrichter und Transistor, wären bei dieser Betriebsweise durchschlaggefähr­det. Der sehr kurzfristige Abbau der Rückschlagspannung hätte außerdem den Nachteil, daß die Sperrdauer Undefiniert kurz wäre.

Eine Möglichkeit, die hohe Rückschlagspannung des Fluß­wandlers ohne Wirkverluste zu begrenzen, ist das Einführen einer Speicher- oder Umschwingkapazität. In den meisten Fäl­len wird die in der Grundschaltung (Bild 27) mit Cs bezeichnete Umschwingkapazität parallel zur Sekundärseite des Trans­formators Tr gelegt.

Die Aufgabe der Umschwingkapazität ist es, am Beginn der Sperrphase eine Sinusschwingung anzufachen, die jedoch nach der ersten Halbzeit ihrer rechnerischen Periodendauer wieder zum Stillstand kommen soll (Bild 28a). Der Nulldurchgang bei Halbzeit ist dann Auslösekriterium von Sperren auf Durchlaß. Auf diese Weise wird die am Anfang der Sperrphase vorhan­dene magnetische Ladung in eine elektrische gewandelt, jedoch nach dem Amplitudenmaximum von der Sekundärinduktivität wieder als magnetische Ladung übernommen, weil ja unter­dessen keine merkliche Wirklast für den Abbau des Arbeits­inhalts sorgt. Den Ladungswechsel verdeutlicht Bild 28b.

Die Ordinaten sind auf die induktive Spannung und den induktiven Strom bezogen. Dabei gilt der Stromverlauf für ein

is Io

^0 /?0

R3

R2\ B

ff

aae0

b 0

59

ea

Bild 28. Schroingungsuorgänge beim Flußivandler mit Umschmingkapazität

Bild 27. Grund- und Meßschaltung eines Stromflußrvandlers mit Umschroingkapazität (Cg)

U\ -9 UR3

"s 4=Cs

t^CE

!

I/s

tt/s

3

*k G —K

us+ CQ

Ersatzschema, bei dem Primär- und Sekundärinduktivität in einer Induktivität vereinigt angenommen sind.

Die Sperrphase beginnt bei Punkt d der in Bild 28a dar­gestellten Sinushalbwelle. Ab e ist der Transistor vollständig gesperrt. Zwischen a und b geht der Transistor wieder in den

0 —

60

leitenden Zustand über. Es fallen demnach längere Umschalt- zeiten an als beim Sperrwandler üblich. Unter T<j wird die Öffnungszeit des Gleichrichterkreises verstanden, die etwas geringer ist als die Dauer Td der Durchlaßphase.

Das in Bild 28 wiedergegebene Spannungs- und Stromver­halten gilt für die Annahme, daß der Aufbau und Abbau des Magnetfeld-Arbeitsinhalts wie die Aufladung und Entladung der Umschwingkapazität ohne Verluste stattfinden. Zum Ver­halten in der Flußphase des Transistors ist zu bemerken, daß die Magnetisierung erst bei Halbzeit (c) der Durchlaßphase beginnt. Das ist erklärlich, weil bei Beginn der Flußphase noch der während der Sperrphase gespeicherte Magnetfeld-Arbeits­inhalt vorhanden ist und erst abgebaut werden muß. Wäre dem schaltenden Transistor nicht außerdem der „Direktstrom“ (zum Verbraucher) überlagert, so flösse der linear zur Zeit abfallende Strom in entgegengesetzter Richtung über den Transistor zur Stromquelle. In diesem Falle würde der Transistor invers arbeiten, d. h. die Funktionen von Kollektor und Emitter ver­tauschten sich und der durch den leitenden Transistor fließende Strom flösse zur Batterie. In den meisten Fällen sind das Ver­halten eines invers arbeitenden Transistors und seine normale Arbeitsweise nicht gleich. Bei inversem Betrieb können höhere Restspannungen entstehen, die die Verlustleistung erhöhen. Der Rückstrom in die Batterie verschwindet, wenn der Direkt­strom größer ist als der Spitzenwert des induktiven Stroms. Das ändert jedoch nicht die Tatsache, daß er weiterhin Bestand­teil des gesamten Stromverhaltens bleibt.

In Bild 29 ist der Gesamtstrom (Kollektorstrom) analysiert. Als Beispiel wurden Stromkomponenten ausgesucht, wie sie im praktischen Betrieb anzustreben sind. Demnach ist der Spitzen­wert Ik des vom Gleichrichterkreis direkt bezogenen Stroms größer als der Spitzenwert — Im des von der Induktivität abflie­ßenden Stroms —im- Addiert man beide, so ist das Resultat ein Kollektorstrom ic, der die Flußphase in Höhe der Differenz von Ik und Tm einleitet und mit dem Spitzenwert des Magnetisie­rungsstroms aufhört. Bei idealer Betrachtungsweise würde das Dach des Kollektorstromimpulses ic in eine Waagerechte über­gehen, wenn der Spitzenwert Ik zweimal so groß wäre wie der

r

Im

“Im

lA A

VAn1(18)

Ts2CB = (19)

Jt* Ls

61

Bild 29. Analyse des Kollektor­stroms in Magnetisierungs­

strom und direkt in den Gleich­richterkreis fließenden Strom

i l l I I

!r

Spitzenwert Im. In diesem Fall verschwände das Auslösekri­terium durch Kollektorstrom­begrenzung. Der Flußwandler wäre so nicht funktionsfähig. Bereits vor dem Erreichen dieses Zustands verhielte er sich instabil.

Ice

Bevor wir die Leistung ei­nes Flußwandlers berechnen, müssen wir uns mit der Um­schwingkapazität befassen, weil sie die Sperrspannungen und Sperrdauer wesentlich beeinflußt.

Als Rechengröße führen wir die Resonanzfrequenz der Halbperiode

Da man üblicherweise die Durchlaßdauer eines Wandlers fest­legen muß, kommt es zunächst nur darauf an, ein günstiges Ver­hältnis von Durchlaßdauer zur Sperrdauer zu erfahren. Den in Bild 30 wiedergegebenen Meßdaten ist zu entnehmen, daß der Wirkungsgrad bei Schaltverhältnissen > 0,7 nahezu konstant bleibt. Entscheidend ist daher das Maß der Spannungsüber­höhung. Je größer man die Umschwingkapazität C8 macht, desto geringer sind die Kollektorspannung während der Sperrphase

in das bekannte Schwin­gungsgesetz co2 = 1/LC ein und erhalten somit die Um­schwingkapazität

fu — -------2 TS

1.0

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.2

0,1

300 nF80 100

(20)

62

und die Sperrspannung des Gleichrichters G. Als Richtformel kann folgende Näherung dienen:

Bild 30. Gemessene Arbeitsdaten eines Flußrvandlers in Abhängigkeit von der Umschivingkapazität Cs

T— OcE ~ 1.2 Uj-----

Ts

| 0,9

0.8

0 50 60 150 200

Cs-----

kHz mW

3000,7

Q6

0,4

0.3100

0,2

0,1

0

f e d b A>-~c □

-O8 (21)

63

0,5 200

Am Kondensator selbst beziehungsweise an der Sekundärwick­lung ist die Spitzenspannung

' T ----------1Ts

?

Uiä;-------

Ü

1,0 400

f IP

0.8

Die Spannung Os erhält Bedeutung für die Gleichrichterbeanspru- chung. Die gesamte Spitzensperrspannung für den Gleichrichter ist O8 + Uo. Da die Spannung Os mehr als die dreifache Aus-

Bild 31. Gemessene Arbeitsdaten eines Flußroandlers mit bestimmter Umsduvingkapazität

64

gangsspannung sein kann, sind auf Netzwechselspannungen bezogene Gleichrichtergrenzdaten darauf umzurechnen.

Ein anschauliches Bild über die Arbeitsgrößen eines Fluß­wandlers vermittelt das Diagramm Bild 31. Die entlang der Abszisse angegebenen Hinweisbuchstaben beziehen sich auf die in Bild 32 dargestellten Oszillogramme des Kollektorstroms. Von diesen ähnelt das Oszillogramm d der in Bild 29 empfohlenen Zusammensetzung der Kollektorstromkomponenten am meisten.

Betrachtet man die Oszillogramme in der angegebenen Reihen­folge, so ist dazu folgendes zu bemerken: Oszillogramm a be­schreibt einen Arbeitszustand nahe des Leerlaufs. In diesem Falle arbeitet der Transistor bis zur Halbzeit invers (= umge­kehrt). Bei b ist der inverse Arbeitszustand gerade durch den vom Verbraucher angeforderten Strom aufgehoben, c und d zeigen Zustände, die eine ordnungsgemäße Arbeitsweise gewährleisten. Ein Kollektorstrom gemäß e ist gerade noch zulässig; hier neigt der Flußwandler zur Instabilität. Oszillogramm f schließlich bil­det sich kurz vor dem Abreißen der Schaltschwingung, weil, wie gesagt, kein Umschaltkriterium mehr vorhanden ist.

Praktisch nimmt man solche Oszillogramme an einem in den Kollektorstromweg eingefügten Widerstand ab. Das Einfügen in den Emitterstromweg ist günstiger, weil der Emitter meistens an Masse angeschlossen ist. Macht man den Widerstand nur so groß, daß an ihm nicht mehr als etwa 20 mV abfallen, so ist keine merkbare Rückwirkung auf die Arbeitsweise zu erwarten (ver­gleiche hierzu die Meßschaltung Bild 9).

Die sich bei einem günstigen Betriebszustand (Oszillogramm d in Bild 32) ergebenden Arbeitsdaten sind durch die ins Ic/üce- Kennlinienfeld eingetragene Arbeitskennlinie (Bild 33) und die auf die Zeit bezogenen Spannungen und Ströme (Bild 34) ver­anschaulicht.

Auffällig sind die Überschwinger bei den Stromoszillogram- men a und e. Diese praktisch kaum vermeidbaren Überschwinger rühren daher, daß beim Übergang von Sperren auf Durchlaß der Magnetfeld-Arbeitsinhalt nicht abgebaut ist wie beim Sperr­wandler. Sinngemäßes gilt für den Flußwandler mit Gegengleich­richtung (Abschnitt b). Der „nicht durchsichtige" Übergang von Sperren auf Durchlaß spiegelt sich auch in einem nicht definier-

I

I

o

o

f

o

'B F

Ur I^CEU]

UCt

65Schweitzer, Transistor-Gleichspannungswandler5

hEA

Bild 33. Arbeitskennlinie eines Flußrvandlors mit Umschroing-

kapazität

Bild 32. Kollektor- Stromimpulse bei

roechselnder Zusam­mensetzung des Ma­gnetisierungsstroms

und des Direktstroms beim Flußmandlor

_D

/jCf

I

baren Weg A—B der Arbeitskennlinie wider, der in Bild 33 ge­strichelt ist. Es kann sogar momentan ein inverser Transistor­zustand auftreten, der jedoch zum Zeitpunkt B wieder ver­schwunden ist.

(22)

(23)

(24)Pi = ü Ui Io

66

Tp

T

Tp

T

so daß sich die Eingangsleistimg Pj nach Einsetzen von (23) in (22) in die bekannte Grundform des Leistungsgesetzes über­führen läßt:

Ui IkPo = V P j = Tj -

2

An den Flußwandler ist die Forderung zu stellen, daß sich die Magnetisierungskomponente und die Verbraucherkomponente des Kollektorstroms so zusammensetzen, daß einerseits eine stabile Selbsterregung gewährleistet ist und andererseits ein guter Wirkungsgrad erzielt wird. Diese Bedingung ist zu erwar­ten, wenn der Anfangswert des Kollektorstroms zwischen 1/5 bis 2/3 des Endwerts beziehungsweise des Spitzenstroms Ic beträgt.

Unter Bezugnahme auf die grafische Darstellung in Bild 29 läßt sich der Anfangswert des Kollektorstroms durch

Darin ist Ik der Spitzenwert beziehungsweise Anfangswert der Kollektorstromkomponente, die über den Gleichrichterkreis den Verbraucher beliefert (nicht zu verwechseln mit dem Anfangs­wert des Kollektorstroms, weil sich dieser aus der Summe von Ik und - Im ergibt).

Die Beziehung zwischen Ik und dem vorgegebenen Ausgangs­strom Io erklärt sich durch die Gleichung

Zur Ermittlung der Arbeitsdaten ist es üblich, von gegebener Speisespannung Ui, von gewünschter Ausgangsspannung Uo und gewünschter Ausgangsleistung Po auszugehen. Unter Einschluß des Wirkungsgrades kommt man auf die der Stromquelle abverlangte Eingangsleistung, durch die auch die Verluste, die durch die wechselnde Ummagnetisierung entstehen, abgegolten sind. Es ist daher sinnvoll, die Vorgänge der Magnetisierung zu­nächst außer acht zu lassen, wenn man die Leistungsfähigkeit eines Flußwandlers ermitteln will.

Die Ausgangsleistung ist dann

IkIo = ------

2 ü

I

D D(C) aB

0

b

c

k ~(C) d

e0

0

A

B(C) fD

0t

rD

Bild 34. Oszillogrammo des Flußmandlers mit Umschivingkapazität

675*

DE FE

E F A

0

"s-f-

0-DE F A

E

i

0-~Us~

fIb

t

tUs

D

E F

Ts

E F A E F

...A f\D F B D F

iJUUXDB (C) D

B

t^CE

J

(25)

Ta.(26)

Td

Td(27a)

2

68

2 Po

i) ’Ui

b) Flußwandler mit Gegengleichrichtung

Eine andere Möglichkeit, die nach der Flußphase auftretende Rückschlagspannung zu begrenzen und eine definierte Sperr-

UiLp = —

Ic

Ic =----------(« + 1)

a ist das Verhältnis Tc : Ida-

Im Unterschied zur Induktivitätsberechnung des Sperrwand­lers ist beim Flußwandler mit Umschwingkondensator die halbe Dauer der Flußphase einzusetzen, so daß die Induktivität der Primärwicklung

ist.Bei der Festlegung des Schaltverhältnisses richtet man sich

nach den Grenzdaten der Kollektor-Emitter-Sperrspannung. Die Ausgangsspannung selbst steht zur Primärspannung und damit zur Speisespannung in unmittelbarer Beziehung. Da es sich um eine weitgehend eingeprägte Spannung handelt, darf man bei Bestimmung des Übersetzungsverhältnisses der Primär- zur Sekundärseite die Kollektorrestspannung und die Spannungs­abfälle in den Wicklungen und am Gleichrichter nicht vernach­lässigen. Es besteht ja keine Möglichkeit, durch eine Lastände­rung die Spannung merklich zu korrigieren. Die in Bild 31 wieder­gegebenen Meßdaten der Ausgangsspannung Uo geben Aufschluß über den inneren Spannungsverlust des Flußwandlers. Höhere Ströme vergrößern den Spannungsverlust; bei höheren Speise­spannungen treten Restspannungen weniger in Erscheinung.

Von Bedeutung ist noch die Erscheinung, daß bei geringer Be­lastung des Flußwandlers dessen Ausgangsspannung nicht mehr dem erwarteten Verhalten gehorcht und ähnlich wie beim Sperr­wandler ansteigt.

fCa = Ik + (— Ic)beschreiben (Ik > Ic)>

Setzt man (25) in (22) ein, so erhält man den Spitzenwert des Kollektorstroms aus:

(28)

69

Td TS =-----

üg(üg = rvp : mg).

Wie beim Flußwandler mit Umschwingkondensator wird der Gleichrichterkreis, an den der Verbraucher angeschlossen ist, während der Flußphase geöffnet. Jedoch lassen sich die dort angegebenen Beziehungen nicht unmittelbar übernehmen. Wir erinnern uns, daß beim Flußwandler mit Umschwingkondensator der während der Flußphase aufgebaute Magnetfeld-Arbeitsinhalt am Beginn jeder Flußphase noch von der Vorphase vorhanden ist und erst abgebaut werden muß. Es bildet sich daher zu Beginn der Flußphase ein dementsprechender Strom, der dem Kollektorstrom „entgegenfließt". Durch die Gegengleichrichtung

dauer einzuführen, ist darin gegeben, den nicht genutzten Magnetfeld-Arbeitsinhalt zur Stromquelle zurückzuführen (Rück­ladung). Bild 35 zeigt eine dementsprechende Schaltung.

Von der Gegengleichrichtung war das erste Mal beim Sperr­wandler die Rede. Dort dient sie als Überspannungsschutz, ohne den Schaltrhythmus selbst maßgebend zu beeinflussen. Außer­dem setzt beim Sperrwandler die Gegengleichrichtung erst von einer bestimmten Ausgangsspannung an ein (vgl. in Bild 26 wie­dergegebenes Diagramm). Beim Stromflußwandler wirkt die Gegengleichrichtung in jedem Falle. Von dem Windungszahlver­hältnis der Wicklungen rop und mg hängt das Schaltverhältnis ab.

Der Gleichrichter wird durch die Rückschlagspannung, die sich beim Wechsel von Durchlaß auf Sperren bildet, geöffnet. Die Situation ist mit der eines Sperrwandlers vergleichbar. An die Stelle des Verbrauchers beim Sperrwandler tritt hier die Strom­quelle selbst. Der Magnetfeld-Arbeitsinhalt baut sich ab, indem Strom zur Batterie zurückfließt. Wie beim Sperrwandler nimmt der Strom linear ab. So lange ist die Spannung an der Wicklung mR nur um die Öffnungsspannung des Gleichrichter GB höher als die Speisespannung Uj. Nach Abbau des Magnetfeld-Arbeits­inhalts bricht die Spannung an Wicklung rvg zusammen, der Schaltrhythmus beginnt von neuem.

Die Dauer der auf diese Weise „verlängerten" Sperrphase er­gibt sich aus

(

Tr

Iois

#0(Jowf>

R3

Im

4=4t——h—H

70

GK3

M-Gg

u\— I

l'c.

Ä1U

Bild 36. Analyse des Kollektorstroms beim Flußrvandler mit Gegengleich­

richtung

^0 U$ = ”

TJX

Bild 35. Grund- und Meßschaltung eines Flußivandlers mit Gegengleichrichtung

wird im Gegensatz dazu der Magnetfeld-Arbeitsinhalt in­nerhalb der Sperrphase des Transistors abgebaut, so daß am Anfang der nächstfolgen­den Flußphase der Transistor keine entgegengesetzt gerich­tete Stromkomponente zu verarbeiten hat. Das Verhal­ten der Stromkomponenten beim Flußwandler mit Gegen­gleichrichtung verdeutlicht Bild 36. jm ist der Magnetisie­

rungsstrom, i’k der auf die Primärseite des Transformators über­setzte Sekundärstrom, der sich aus dem Ladestrom des Konden­sators Co und dem direkt zum Verbraucher fließenden Wirkstrom zusammensetzt.

In der Funktionsbeschreibung des Flußwandlers mit Um- schwingkondensator haben wir erfahren, daß ein Flußwandler nur dann funktioniert, wenn der Kollektorstrom während der

*9___

73--- zc

0

r0

F0

0-

0t—-

Bild 37. Oszillogramme des Flußrvandlers mit Gegengleichrichtung

I!

fUCl

I

!

IUs

I*9

I0

Flußphase ansteigt, so daß es zu einem Auslösekriterium Abschaltens kommen kann. Der Flußwandler setzt aus, wenn 'n e*ne ansteigende Dachschräge des Kollektorstromimpulses Waagerechte übergeht. Beim Flußwandler mit Gegenglm ^gr- tung tritt dieser Grenzfall ein, wenn die Spitzenwerte von$tfOin setztem Sekundärstrom und primärem Magnetisierung5 ^O' gleich groß werden. Daraus ergibt sich im Vergleich zuirl wandler mit Umschwingkondensator ein Unterschied Faktor 2, so daß man einem Flußwandler mit GegeI

0.7

0.6

0.5 200

0.4

0.3100 10 5 0,5

0,2

0.1

0500 700 ft 1100

72

20 10 1.0

Bild 38. Gemessene Arbeitsdaten eines Flußroandlers mit Gegengleichrichtung

mW300

mA V kHz30 15 1,5

t7

tp

richtung, wenn Ic gegeben ist, weniger Leistung entnehmen kann als einem Flußwandler mit Umschwingkondensator. Anders for­muliert: Man muß beim Flußwandler mit Gegengleichrichtung eine stärkere Magnetisierung des Wandlertransformators vor­sehen. Da eine Magnetisierung nicht ganz verlustlos arbeitet und die Rückladung zur Stromquelle ebenfalls zusätzliche Verluste bringt, ist der Wirkungsgrad beim Flußwandler mit Gegengleich­richtung etwas geringer als der des Flußwandlers mit Um­schwingkondensator.

In Bild 37 sind die auf die Zeit bezogenen Spannungen und Ströme veranschaulicht. Bild 38 gibt die Meßdaten eines Fluß-

04 5kft1,5 2 3150 200 300

111I U f

TIc = (29)

Td

73

Nachteile des Flußwandlers sind:a) Günstiger Wirkungsgrad ist nur innerhalb eines kleinen

Lastbereiches gegeben;b) der Flußwandler neigt zur Instabilität, wenn das Verhältnis

von Belastung zur Magnetisierung in den kritischen Bereich (vor dem Abreißen der Schaltschwingung) gerät.

c) Typische Eigenschaften des FlußwandlersFlußwandler sollen ein Schaltverhältnis von 0,7 bis 0,9 haben.

Als Wirkungsgrad ist 0,7 bis 0,8 zu erwarten.Die Vorzüge beider Arten des Flußwandlers sind:a) Ein gefährliches Hochlaufen der Ausgangsspannung tritt

auch bei Leerlauf nicht ein;b) die Ausgangsspannung weist innerhalb bestimmter Last­

bereiche eine gute Konstanz auf (besonders bei Anwendung der Gegengleichrichtung);

c) bei Kurzschluß des Ausgangs setzt die Schaltschwingung aus, so daß keine Überlastungen zu befürchten sind.

2 ot • Po

r)-Ui

Wandlers mit Gegengleichrichtung wieder. Bemerkenswert ist die fast konstante Schaltfrequenz und die verhältnismäßig gute Konstanz der Ausgangsspannung, die auch bei Leerlauf vor­handen ist.

Die Eingangsleistung errechnet sich wie beim Flußwandler mit Umschwingkondensator aus (22), weil ja auch hier die zur Magnetisierung aufgewendete Blindleistung nicht genutzt wird.

Der erforderliche Spitzenwert des Kollektorstroms ist hier ebenfalls nach einem günstigen Verhältnis von a = Ic '■ Ica aus­zurichten. Da der Anfangswert des Magnetisierungsstroms im (Bild 36) immer Null ist, muß Ica = ?k sein. Folglich ist

Bei der Errechnung der Primärinduktivität ist mit der vollen Dauer der Flußphase zu rechnen. Es gilt daher die Beziehung (2d), die für den Sperrwandler angegeben wird.

4c TrA)AT

% "PU02usrs

R3

Tr

"s 4)2 ± *oG1 v

74

2.2.3 Summierrvandlera) Prinzipielle Arbeitsweise

Beim Summierwandler wird sowohl während der Flußphase wie während der Sperrphase Nutzleistung entnommen. Die Arbeitsweise eines Summierwandlers ähnelt der eines Strom­flußwandlers mit Gegengleichrichtung. Der Unterschied besteht darin, daß die während der Sperrphase auftretende Induktions­spannung ebenfalls genutzt wird, also nicht zur Stromquelle zurückfließt. Im Gegensatz zur Gegengleichrichtung eines Strom­flußwandlers, bei dem die Rückschlagspannung stabilisiert wird, ist die Rückschlagspannung eines Summierwandlers von der Be­lastung abhängig. Die Arbeitsdaten verhalten sich daher ähnlich wie die eines Sperrwandlers.

In den meisten Fällen ist die Schaltung eines Summierwand­lers so ausgelegt, daß sich die während der Flußphase und die während der Sperrphase entstehenden Spannungen addieren. Da die beiden Gleichrichterkreise unterschiedlich beaufschlagt wer­den, sind abgesehen von zwei Gleichrichtern auch zwei Lade­kapazitäten vorzusehen. Die klassische Zweiweggleichrichtung oder die Brückengleichrichtung, für die eine Ladekapazität kenn­zeichnend ist, sind daher nicht anwendbar. Ein gemeinsamer

G2

- 4

G24<-

4>161 +<-

A1;

—

<Al TÜl-

Bild 39. Grund- und Meßschaltung eines Summienvandlers

1

Bild 40. Villard-Schaltung für den Aus­gang eines Summienvandlers

Q

1r

3 rsrs

75

Z)_t ——

=

rDBild 41. Oszillogrammc des Summierroandlers

t^CE

tIs

I k

f('s

f

Ladekondensator würde nur über den Gleichrichterkreis aufge­laden werden, an den die höhere Eingangs- beziehungsweise Sekundärspannung gelangt. Das ist immer die in der Sperrphase entstehende Rückschlagspannung.

Bild 39 zeigt eine oft verwendete Schaltung. Die Gleichrichter­schaltung ist unter der Bezeichnung Greinacher-(Delon-)Schaltung bekannt. Bild 40 weist auf die Villard- beziehungsweise Siemens- Schaltung hin, die sich ebenfalls für Summierwandler eignet.

Das auf die Zeit bezogene Verhalten der Spannungen und Ströme veranschaulicht Bild 41. Vergleicht man die Schaltschwin­gungen mit denen eines Flußwandlers mit Gegengleichrichtung (Bild 37), so wird man Ähnlichkeiten feststellen. Lediglich der Verlauf des Sekundärstroms, der beim Summierwandler in bei­den Phasen das typische Dreiecksverhalten zeigt, ist beim Fluß-

groß wie der während der Fluß-

76

wandler mit Gegengleichrichtung in die zwei Komponenten is und ig aufgeteilt. Die in Bild 41 wiedergegebenen Schaltschwingungen gelten für eine günstige Arbeitsweise eines Summierwandlers. Bei geringer Außenbelastung nimmt der Summierwandler weit­gehend die Arbeitseigenschaften eines Sperrwandlers an. bei starker Außenbelastung halten sich die während der Flußzeit und während der Sperrzeit gewonnene Nutzleistung annähernd die Waage. Dabei erniedrigen sich das Schaltverhältnis und der Wirkungsgrad. Die in Bild 42 wiedergegebenen Meßdaten bieten dafür ein anschauliches Bild. Der Wirkungsgrad ist günstig, wenn das Schaltverhältnis zwischen 0,7 und 0,8 liegt. In diesem Bereich ist der nach dem Prinzip der Sperrwandlung gewonnene Lei­stungsanteil etwa dreimal so phase direkt entnommene.

Im Leerlauffall eines Summierwandlers entstehen wie beim Sperrwandler außerordentlich hohe induktive Rückschlagspan­nungen. Durch elektronische Abfangschaltungen ist Sorge zu tragen, daß die zulässigen Grenzdaten von Transistor und Gleich­richter nicht überschritten werden. Einen Schutz bieten, wie beim Sperrwandler, Z-Diode, Glimmstabilisator oder VDR-Widerstand. Auch die Gegengleichrichtung läßt sich anwenden (siehe folgen­den Abschnitt b).

Auslösekriterium für die Umschaltung von Durchlaß auf Sper­rung ist wie bei den anderen Eintaktwandlern die Kollektor­stromsättigung. Diese funktioniert nur dann, wenn der Endwert des Kollektorstroms höher ist als der Anfangswert. Es gelten daher hier die gleichen Gesichtspunkte wie bei der Bemessung des Flußwandlers mit Gegengleichrichtung. Die Strommenge des Direktstroms darf demnach nicht größer sein als die Strommenge zur Magnetisierung.

Bei einer Arbeitsweise nach der Schaltung Bild 39 tritt dieser kritische Betriebszustand jedoch nur kurz vor dem Abreißen der Schwingungen ein. In dem hauptsächlich in Frage kommenden Arbeitsbereich dominiert die Sperrwandlerleistung, so daß ein ausreichender Abstand zu der Arbeitsweise besteht, die durch die Flußwandlung geprägt wird.

Beide Stromkomponenten des Kollektorstroms sind an der Nutzleistung beteiligt. Demnach summiert sich die Gesamtlei-

50 50

/

40 40

/ //

0,6 300 --Pj 30 30a

Po

0,4 200 20 20

4/0,2 100 10 10

015 2 3

0.B

7s 1.40.7b1.20.6

1,00.5

0.4 81.5 2 3

77

U\ -7,2V, /r\ - 5kß( R2 - 300^/73^500^ 7Q-75mA; ü-1; ü-6,5=1

3

600 800 1 Sl

600 800 1 Sl

I

/

4 5 6

Ir0^

f fs kHz

V

4 5 6#o *

J 0.8 lOkß

o8 10 kn

Bild 42. GemesseneArbeitsdaten einesSummierroandlers

7i\ '

0,8 400/

y

f II u

mA V

I f7 p

mW

Ui-Ik Td(30)

T2 2

IkTs Td(31)

T T2 ü

Nadi Zk aufgelöst und in (30) eingesetzt erhält man die Leistung

(32)2

oder den Kollektorstrom-Spitzenwert

2 Po(33)

Tr

*9*s A)

^02“sws

n*o^oges

R3X?2

78

G2M-

0o1G144-

+ 6 Ui

— o

<C^CE

44- 6g

3

*9

Po und Ic sind also vom Schaltverhältnis unabhängig.Aus Gründen eines stabilen Betriebes soll das Schaltverhältnis

größer sein als Td : T = 0,5, zumal der günstigste Wirkungsgrad

Bei einer Schaltung nach Bild 39 ist der aus beiden Teilleistun­gen gewonnene Gleichstrom Io gleich groß. Die entsprechende Gleichung lautet daher

Ic2 ü

stung aus den Leistungskomponenten, die durch (11) als Sperr­wandlerleistung und durch (22) als Flußwandlerleistung ausge­wiesen sind.

Bild 43. Grund- und Meßschaltung eines Summierrvandlers mit Gegengleichrichtung

Td ------- +T

li

*0j= T

Ui • IcPo = y----------

Ic = y Ui

Ui-Ic Po = y P\ = y----------

0,8

0,6

0,4

0,2

ß /?O—*

79

t7

■Ibei einem Schaltverhältnis zwischen 0,7 und 0,9 zu erwarten ist. Man erfüllt diese Bedingung, wenn man darauf achtet, daß der Spitzenwert des Kollektorstroms mindestens 6/ü-fach größer ist als der ausgangsseitige Gleichstrom Io.

Die Bemessung von Rückkopplung und Basisstrom geschieht nach den Richtlinien der bisher besprochenen Wandlerarten, wie überhaupt alle Gesichtspunkte des Sperrwandlers auf den Summierwandler übertragbar sind.

Bild 44. GemesseneArbeitsdaten eines Summierrvandlers mit Gegengleich­

richtung

80

Ib) Überspannungsschutz durch GegengleichrichtungWie beim Sperrwandler läßt sich der Summierwandler vor

unzulässigen Überspannungen schützen, die bei geringer äußerer Belastung oder bei Leerlauf auftreten. Eine modifizierte Schaltung zeigt Bild 43. Das Übersetzungsverhältnis von Primärwicklung rup zur Zusatzwicklung mg richtet sich danach, ab welcher Ausgangs­spannung die Gegengleichrichtung einsetzen soll. Näheres ent­nehme man dem Abschnitt 2.2.l.f.

In Bild 44 sind Meßdaten eines Summierwandlers mit Gegen­gleichrichtung wiedergegeben.

2.2.4 Zusammenfassung EintaktmandlerDie vielen prinzipiellen Möglichkeiten, Eintakt-Gleichspan­

nungswandler zu betreiben, erschweren naturgemäß die Entschei­dung darüber, welche Wandlerart man von Fall zu Fall anwenden soll. Wesentlich erscheint der Unterschied zwischen Sperrwand­lerprinzip und Flußwandlerprinzip. Es gibt Anwendungsfälle, bei denen keine hohen Ansprüche an die Spannungskonstanz gestellt werden, oder wo überhaupt eine bestimmte Spannung weniger interessiert als die höchstmögliche. Hierzu gehören die elektroni­schen Blitzgeräte, die Geiger-Müller-Zählgeräte und Stromversor­gungsgeräte für Elektronenstrahlröhren. Für diese bietet sich der Sperrwandler an. Schaltungsergänzungen sorgen dafür, daß die zulässigen Grenzdaten von Transistor und Gleichrichter nicht überschritten werden.

Spannungskonstanz innerhalb gewisser Bereiche gewährleistet besser der Stromflußwandler. Um dabei gleichzeitig guten Wir­kungsgrad zu haben, sind eine genaue Vorherberechnung der Arbeitsdaten und eine genaue Bemessung des Transformators unumgänglich. Auch hier helfen Schaltungsergänzungen, einen zuverlässigen Betrieb zu sichern.

Es ist irrig anzunehmen, die Kombination von Sperrwandler und Stroniflußwandler, die zum Summierwandler führt, würde die Nachteile beider eliminieren. Der Summierwandler ist mehr ein Sperrwandler als eine gleichberechtigte Zusammenlegung von Sperrwandler und Stromflußwandler und ist daher zwangs­läufig überwiegend mit den Nachteilen eines Sperrwandlers aus­gestattet.

(34)B = pq • fir • H = 1,257 /zr • H

81

2.3 Berechnung des Transformators

Die Wahl einer zweckmäßigen Schaltfrequenz hängt unter anderem von der Leistung ab, die ein Wandler umsetzen soll. Den Eintaktwandlern sind die Gebiete kleiner Leistung (bis etwa 5 Watt) Vorbehalten. Für größere Leistungen sind Gegentakt­wandler gebräuchlich. Bis zu etwa 50 Watt gibt man Transforma­toren mit Ferritkernen den Vorzug. Für höhere Wandler-Leistun­gen sind Eisenblechkerne wirtschaftlicher. Bei Verwendung von Ferritkernen empfehlen sich Schaltfrequenzen von etwa 500 Hz bis zu 20 kHz. Eisenblechkerne eignen sich bis 500 Hz. Die Forde­rung nach linearem Anstieg des Magnetisierungsstroms während der Flußphase des Transistors stellt die entscheidende Grenz­bedingung dar, die an den Eisenkern gestellt werden muß. Line­arer Anstieg des Magnetisierungsstroms heißt, daß die Perme­abilität und demzufolge der Induktivitätswert konstantes Ver­halten haben sollen und daß die Aussteuerung unterhalb der magnetischen Sättigung des Eisenkerns bleibt.

Induktivitäten mit Eisenkern werden am besten durch Magneti­sierungskurven und Hystereseschleifen charakterisiert, die dar­über Auskunft geben, wie die magnetische Induktion (magne­tische Kraftliniendichte) von der magnetischen Feldstärke (Erre­gung) abhängt. Der Zusammenhang von Induktion und Feld­stärke bei einer Induktivität mit Eisenkern drückt sich aus durch die Gleichung

Allen Eintaktwandlern gemeinsam ist, daß sich die Ausgangs­spannung innerhalb eines 2O°/oigen Bereichs proportional zur Speisespannung ändert. Bei größeren Unterspannungen fallen je nach Belastungszustand größere Abweichungen an.

Vor der Beschreibung von Spannungswandlern mit Gegentakt­zerhacker wäre zu bemerken, daß es grundsätzlich keine Werte­stufung zwischen Eintakt- und Gegentaktwandlung gibt. Bringen auch die Gegentakt-Schaltungen eine Verdopplung oder eine an der Zahl der Transistoren orientierte Vervielfachung der Nutz­leistung, so bringt doch die Forderung an die Transistorpaarig­keit eine zusätzliche Schwierigkeit, die man bei Eintaktschaltun­gen nicht zu beachten braucht.

6 Schweitzer, Transistor-Gleichspannungswandler

tionskonstante ( oder = 4 ji • 10~® H/cm), /zr

ru iüblich. (35)

le

(36)

82

Es bedeuten darin & die magnetische Durchflutung in Ampere- windungen, lc die magnetische Weglänge (Kraftlinienlänge), ru = Windungszahl.

Für den Wandler wünschen wir uns einen (nahezu) linearen Anstieg des Magnetisierungsstroms mit der Zeit. Diese Bedin­gung erfüllt sich, solange die Beziehung di/dt dB/dt konstant bleibt. Folglich sind damit auch die relative Permeabilität und die Induktivität konstant, da für den Induktivitätswert folgende Gleichung gilt:

Darin sind B = magnetische Induktion in Gauß (G), = Induk-G

0H = —

le

AeL = n?2 • fio • p,T-------10'8 = m2 •

le

4 je • 10“1-----------A/cm

die relative Permeabilität (magnetische Durchlässigkeit) und H = magnetische Feldstärke in A/cm (s. Fußnoten zur Tabelle 0.1). Für die magnetische Feldstärke ist die Gleichung

Darin ist Ae der effektive Eisenquerschnitt in cm2.Die allgemein gebräuchlichen Eisenkerne haben keine ausge­

prägten Sättigungsübergänge der Magnetisierungskurven. Die Angabe einer Grenzinduktion, bis zu der magnetisiert werden darf, kann daher nur eine orientierende Bedeutung haben. Bei den Ferriten beginnt der Übergang zur Sättigung meist ober­halb von 2,5 kG, bei den meist verwendeten Kernblechen mit Siliziumbeimischung üblicherweise bei 10 kG. Wir werden später sehen, daß man bei der Auswahl eines geeigneten Eisenkerns am besten davon ausgeht, bis zu welcher Spitzenfeldstärke R magne­tisiert werden darf, ohne daß eine merkliche Sättigung eintritt. Jede Sorte eines Kerns und dessen Volumen hat in Abhängigkeit von der Luftspaltlänge eine Aussteuerungsgrenze, bis zu der eine lineare Magnetisierung möglich ist.

Die Schaltfrequenz richtet sich auch nach den kerntypischen Verlusten. An den Kemverlusten sind die Ummagnetisierungs-

Ae 1,257/zr----- - IO“8

lo

(2f)Lp —

(27b)Lp —

(37)

838*

UjTp

Ic

Ui-Tp

2 Ic

LAl = ~

nr

Die Hersteller von Ferritkernen geben den Induktivitätsbeiwert Al an, mit dessen Hilfe man die Windungszahl bestimmen kann, die man aufwickeln muß, um die gewünschte Induktivität zu er­halten. Dieser Induktivitätsbeiwert wird in Nanohenry pro Win­dungsquadrat ausgedrückt:

(2f) trifft zu für alle in diesem Buch besprochenen Wandler mit Ausnahme des Stromflußwandlers mit Umschwingkondensator und des Gegentaktwandlers. Für die letztgenannten gilt

Verluste (Hystereseverluste) und die Nachwirkungsverluste be­teiligt.

Bei der Wahl der Schaltfrequenz ist außerdem auf die zur Ver­wendung vorgesehene Transistortype und deren typische Grenz­frequenz Rücksicht zu nehmen, es sei denn, man gibt die Schalt­frequenz vor und sucht danach einen Transistor aus. Bei Schalt­frequenzen um 5 kHz sind Umschaltzeiten von < 1 ps möglich, so daß man vom Transistor eine Transitfrequenz fr von mindestens 5 MHz voraussetzen muß.

Ausgang einer Transformatorberechnung ist die Höhe von Nutzleistung Po, Speisespannung Ui und Ausgangsspannung Uo.

Zur Erzeugung sehr hoher Ausgangsspannungen, z. B. für elek­tronische Blitzlichtgeräte und für die Hochspannungsversorgung von Elektronenstrahl-Oszillografen, empfehlen sich Sperrwandler mit hohem Schaltverhältnis. Bei Spannungsumsetzungen bis etwa 10 lassen sich alle Wandlerarten verwenden.

Die zur Berechnung des Transformators gefragten Größen be­treffen Spannung Uj der Stromquelle, Dauer Tp der Flußphase und Spitzenwerl Ic des Kollektorstroms. Mittels dieser Größen findet man die Induktivität der Primärwicklung

(38)

(39)Ae ~ V Po

84

Diese Formel findet man gelegentlich in der Fachliteratur. Wir wollen uns mit dieser Formel nicht begnügen, weil sie nichts über die Wahl des zweckmäßigen Luftspalts aussagt.

Um die Größe beziehungsweise das Volumen des Kerns zu be­stimmen, muß man die Grenzwerte finden, unterhalb denen besagte lineare Magnetisierung gewährleistet ist. Vielfach findet man in Berechnungsformeln Grenzinduktionen eingeführt. Solche Formeln bieten nur überschlägliche Resultate, weil sie auf die Scherung (Luftspalt) keine Rücksicht nehmen.

Eine auf die Grenzinduktion aufgebaute Rechnung wickelt sich wie folgt ab: Es werden die Gleichungen dieses Abschnitts heran­gezogen, wobei anstelle der Augenblickswerte B, H, i die End­werte ß, H, IC gesetzt werden, die für das Ende der Flußphase gelten.

Das Resultat ist eine Formel, mit der man den Eisenquerschnitt auf folgende Weise ermittelt:

1 1 / 20 Po -AlAe ~ . /---------------

ö 1/ V‘f

Darin sind ß in kG, Po in W, Al in nH und f in Hz einzusetzen.Wegen der Kupferverluste wird man geringe Windungszahlen

anstreben und demzufolge Ferritkernen mit hohen AL-Werten den Vorzug geben. Ferritkerne ohne oder nur mit kleinem Luft­spalt lassen keine große Feldstärke beziehungsweise Durchflu­tung (m • i) zu, so daß man auf relativ große Querschnitte zurück­greifen müßte, um die zulässige Spitzeninduktion nicht zu über­schreiten. Es sollte daher ein Luftspalt vorgesehen werden, der so zu bemessen ist, daß die dadurch bedingte Erhöhung der Win­dungszahl noch keine merkliche Zunahme des Kupferwiderstan­des bringt.

Der AL-Wert ist bei gegebener Ferritsorte um so niedriger, je größer der Luftspalt ist. AL-Werte zwischen 1000 bis 2000 nH/w! sind günstig. Nimmt man eine Spitzeninduktion von ß = 2,3 kG, einen AL-Wert von 1000, eine Schaltfrequenz von 5 kHz und einen Wirkungsgrad von 0,75 an, so erhalten wir die stark ver­einfachte Formel

w*

3

2 3 4 5 7 10°

85

1027S

W75

32

t :^9 2

101 , 10’1

Trotz eines großen Sortiments von handelsüblichen Ferrit­sorten, Kernformen und Kernabmessungen bleibt zwangsläufig eine Stufung bestehen. Es kommt daher bei der Auswahl des Kerns darauf an, den nächstgünstigen zu finden oder überhaupt einen Kern zu finden, der die gewünschten Betriebsbedingungen ermöglicht, oder anders gesagt, nicht übersteuert wird.

Die Hersteller geben zu jedem Kerntyp ausführliche Daten bekannt, so daß es mit einiger Übung nicht schwerfällt, einen ge­eigneten Kern herauszufinden oder nachzuprüfen, ob ein even­tuell schon vorhandener Kern den Ansprüchen gerecht wird.

Tabelle 4.3 im Anhang vermittelt eine Auswahl von Ferrit­kernen, die sich für Wandler besonders eignen. In dieser Tabelle sind zusätzlich die maximal zulässige Durchflutung und das maxi­mal zulässige Produkt I2L angegeben, bis zu dem lineare Magne­tisierung gewährleistet ist. Diese Grenzwerte wurden von einer allgemeinen Grenzkurve abgeleitet, die in Bild 45 wiedergegeben ist und die anhand mehrerer in Betracht kommender Kernsorten

2 3 4 5 7 102 2 3 4 5 A/cmH—-

Bild 45. Grenzkurue für konstante Permeabilität oon Ferrit­kernen des Nf-Gebiets. Die Grenzkuroe gibt an, bis zu rvelcher Feldstarke H die gescherte Permeabilität p0 sich nicht merklich ändert, wenn der diesbezügliche Transformator durch Gleich­

stromimpulse beaufschlagt roird

2 3 4 5 7 101

86

auf experimentellem Wege ermittelt wurde. Man findet darin den Grenzwert der Feldstärke H, bis zu der ein Kern mit angegebener Nennpermeabilität (gescherte Permeabilität bei Kernen mit Luftspalt) ausgesteuert werden darf. Diese Kurve hat Ähnlichkeit mit Diagrammen, die Hersteller für die reversible Permeabilität von gleichstromvormagnetisierten Kernen propagieren. Im Ver­gleich zu diesen wird man feststellen, daß beim Diagramm in Bild 45 eine höhere Aussteuerfähigkeit zugelassen ist.

Unter den Ferritsorten kommen die unter den Handelsbezeich­nungen 2000 N 28, 2000 T 26 und 1100 N 22 von Siemens und 3 H 1, 3 B 7 von Valvo geführten in Betracht, weil diese sich für das in Frage kommende Frequenzgebiet durch niedrige Kernverluste auszeichnen.

Die in der Tabelle 4.3 aufgeführten I2L-Werte ermöglichen, auf­grund der für den Wandler errechneten Größen von Kollektor­stromendwert Tc und der Induktivität Lp, den nächstgünstigen Kern zu ermitteln. Es ist bemerkenswert, daß der I2L-Wert mit der Luftspaltlänge eines Ferritkerntyps zunimmt. Man muß dabei berücksichtigen, daß damit der ÄL-Wert abnimmt und daß infolgedessen eine höhere Windungszahl zu berücksichtigen ist. Damit aber steigen die Wicklungsverluste, und der Wirkungsgrad nimmt ab. Besteht die Absicht, den Wandler mit besonders klei­nen Bauelementen aufzubauen, und ist die Reduzierung des Wir- kunsgrades von sekundärer Bedeutung, so kann man gegebenen­falls auf einen Kern mit kleineren Abmessungen und größerem Luftspalt ausweichen.

Mit der Schaltfrequenz verringert sich die erforderliche Induk­tivität und demzufolge das Kernvolumen. Bei höherer Schalt­frequenz steigen aber die Kernverluste. Nicht geklebte und ge­tränkte Wandlertransformatoren vibrieren akustisch bei Schalt­frequenzen im Hörbereich.

Wicklungen mit großen Windungszahlen (sekundäre Hochspan­nungswicklungen) beanspruchen einen großen Wickelraum. Es ist daher zweckmäßig, Kerne mit hohen Permeabilitäten beziehungs­weise ÄL-Werten zu verwenden, um auf erträgliche Windungs­zahlen zu kommen und nicht zu dünne Drahtquerschnitte ver­wenden zu müssen. Man wird daher Kerne mit geringer Luft­spaltlänge und kleinerem maximalen I2L-Faktor aussuchen. Für

i ;

Ausgangsleistung Po = 0,6 W

0,8)

2 • 0,6

0,20,2

Somit ist das Produkt I2L = 0,22 • 7,5 • 10“3 = 3 • 10 4.Laut Tabelle 4.3 kämen als nächstliegende Kerne die der Be­

stell-Nummern B 65 541 und B 65 651 mit Luftspaltlänge 0,05 ml0 in Frage. Besser ist es, eine Reserve vorzusehen und den Kern 22 0 X 13 (Bestell-Nr. 65 661, Al = 630) zu verwenden.

Vergleichshalber soll hier noch die Orientierungsrechnung nach Formel (38) durchgeführt werden. Der Eisenquerschni^

IJ

5-----= 0,2 A

4

die Unterbringung von Hochspannungswicklungen besonders geeignet sind Kreuzkerne (siehe Tabelle 4.3 im Anhang).

Anhand eines Berechnungsbeispiels (Sperrwandler) soll ge­zeigt werden, wie man die Daten des Transformatorkerns ermit­telt. Ausgangspunkt sind Speisespannung Ui, Ausgangsspannung Uo und Ausgangsleistung Po. Die Wahl des Schaltverhältnisses Td : T richtet sich nach der Höhe der gewünschten Spannungs­umsetzung.

Der Sperrwandler soll folgende Daten haben:Speisespannung Ui = 10 VAusgangsspannung Uo = 60 VAusgangsstrom l0 — 10 mASchaltverhältnis Td : T = Vs (:Schaltfrequenz fs = 5,3 kHz

1,5 • IO"3 ------------- = 7,5 mH

10 • 0,15 ■ 10'3 Lp = ——~—

Ic =----------0,75 ■ 10

Der Wirkungsgrad rj = Po ■ Pi darf mit 0,75 angenommen werden. Mit Hilfe der Gleichung (11) erhalten wir einen Kol­lektorstromendwert von

Die Flußdauer Td erhalten wir, indem wir das Schaltver­hältnis durch die Schaltfrequenz dividieren: Td = 0,8 : fs = 0,8 : (5,3 • 103) = 0,15 ms. Mit dem nächsten Schritt erhalten wir die erforderliche Primärinduktivität Lp des Wandler-Transfor­mators mittels Gleichung (2f)

äs 0,6 cm21.9

14

(5-4) 1.71,15 • 60

10

88

12?3

1,382,3

a’ = TT/ 20 • 0,6 • 630/ 0,75 • 5,3 • 103

ergibt sich somit aus

üb ~------------ ^8,4:11,7-0,7

rup ü =-----

n?8

Das Resultat ist ein größerer Querschnitt als die der Kerne, welche wir aus der vorigen Rechnung ermittelten. Daraus folgt, daß man die Orientierungsrechnung (38) immer dann anwenden darf, wenn es auf eine genaue und wirtschaftliche Lösung nicht so ankommt.

Die Windungszahl für die Primärwicklung ist über den für den gewählten Kern geltenden At-Wert schnell gefunden. Beim Berechnungsbeispiel sind 110 Windungen erforderlich (Al = 630 nH/w2).

Das Übersetzungsverhältnis von Primär- zu Sekundärwicklung errechnet sich mit Hilfe der Gleichung in Tabelle 4.4, wobei Up = U, und Uo = Us gesetzt sind. Die Spannungsabfälle im Transistor, im Transformator und durch den Gleichrichter sind dabei mit 15 °/o veranschlagt.

10

Die Sekundärwicklung muß demnach l,7mal mehr Windungen haben als die Primärwicklung.

Das Windungszahlverhältnis von Primärwicklung zur Rück­kopplungswicklung (Basiswicklung) hängt von der Stromver­stärkung des Transistors ab. Angenommen, der ausgesuchte Transistor ist ein npn-Silizium-Typ mit einer Stromverstärkung von 100 (beim Kollektorstrom-Endwert von 200 mA), so muß am Ende der Flußphase ein Basisstrom von 2 mA fließen. Laut Herstellerdaten ist die erforderliche Basis-Emitterspannung übe rund 0,7 V.Gemäß Beziehung (12) ist das Übersetzungsverhältnis

89

Der Endwert beziehungsweise Nennwert des Einstellwider­standes R 3 ist nach (13)

Die nächste Normgröße eines Einstellwiderstandes ist 500 Q.

Durch den Spannungsteiler R 1/R 2 soll etwa der gleiche Strom­wert fließen, wie für den Basisstrom ermittelt. Am Verbindungs­punkt der Widerstände R 1, R 2 und R3 soll die Spannung etwa 2/3 Ube, das sind hier 0,46 V, betragen. Infolgedessen verwenden wir für R 1 einen Widerstand 2,7 kQ und für R 2 220 Q.

Die Durchmesser der Wicklungsdrähte richten sich nach dem verfügbaren Wickelraum. Im allgemeinen soll der Wickelraum bis höchstens 70 °/o genutzt werden. Für die Primärwicklung ist davon mindestens die Hälfte zu veranschlagen.

Bei niedrigen Spannungen (bis etwa 30 V) braucht keine Lagenisolation vorgesehen zu werden. Wicklungen für hohe Spannungen (ab 200 V) sind unter Beachtung von Wickeltech­niken herzustellen, die geringe Wicklungskapazitäten bringen. Auf die Wicklungskapazitäten ist auch bei Anwendung von Zweidrahtwicklungen (Bifilarwicklungen) zu achten. Kupfer­lackdrähte mit Seidenisolation sind hierbei von Vorteil.

Bei der Unterbringung der Wicklungen achte man darauf, daß die „heißen" Enden durch „kalte“ Enden getrennt werden. Mit anderen Worten: Man vermeide, daß sich Kollektoranschluß, Basisanschluß und Gleichrichteranschluß nahe kommen. Zweck­mäßigerweise ist der Kollektoranschluß Anfang der ersten Wicklung. Dem Fußpunkt der Kollektorwicklung folgt die Rück­kopplungs- beziehungsweise Basiswicklung, an deren Ende die Basis anzuschließen ist. Der Wicklungsbeginn der Sekundär­wicklung soll am Fußpunkt der Gleichrichteranordnung liegen, so daß an das Ende der Sekundärwicklung der Gleichrichter anzuschließen ist. Vor dem Aufbringen der Sekundärwicklung muß man sich im klaren sein, welche Polarität dem Fußpunkt zugeordnet sein soll. Eine nachträgliche Umpolung des Gleich­richters ist nicht möglich, wenn man sich vorher für ein Wand­lerprinzip entschieden hat.

1,2 • 0,7R3 «------------« 420 Q

2 • 10’3

90

2.4 Gegentakt-ZerhackerIn einer einstufigen Gegentakt-Schaltung erregen sich wechsel­

weise zwei Transistoren, deren Arbeitswerte sich gleichen. Befindet sich der eine Transistor im Durchlaß, so sperrt der andere und umgekehrt.

Im Arbeitsprinzip unterscheiden sich Gegentakt-Zerhacker nicht von Eintakt-Zerhackern. Es ist zulässig, den Gegentakt- Zerhacker aus zwei Eintakt-Zerhackern bestehend anzusprechen, jedoch mit der Einschränkung, daß beide Transistorschaltkreise einen gemeinsamen Transformator haben. In Abweichung zu Eintakt-Zerhackern sind bei Gegentakt-Zerhackern folgende Eigenschaften anzutreffen:

a) Aus Gründen der Schaltungssymmetrie und gleicher Be­lastung der Transistoren sind Flußphasen und Sperrphasen des einen Transistors wie des anderen von gleicher Dauer;

b) da die Transistoren den Verbraucher abwechselnd mit Strom beliefern, gibt es für den (Gegentakt-)Transformator keine unterschiedlichen Phasen;

110 Windungen aus 0,2 mm CuL-Draht 13 Windungen aus 0,1 mm CuL-Draht

187 Windungen aus 0,1 mm CuL-Draht Für die Sekundärwicklung ist Lagenisolation aus Folie 0,025 mm zu empfehlen.

Streuinduktivitäten entstehen, wenn die Kopplung zwischen den Wicklungen nicht eng genug ist. Ideale Kopplungsverhält­nisse ergeben sich bei Zweidrahtwicklungen, die sinnvoll nur bei Gegentaktschaltungen anzuwenden sind.

Von Vorteil ist eine Wickelweise, die so wenig wie möglich Wickelraum benötigt. Es kommt also darauf an, Drahtdurch­messer zu finden, die einerseits wenig Wickelraum beanspru­chen, andererseits die Kupferverluste noch nicht merklich erhöhen. Man erleichtert sich daher die Herstellung von Wand­lertransformatoren, indem man Kerne mit nur geringer Luft­spaltlänge (0,05 und 0,1 mm) und dementsprechend hohen ÄL-Werten verwendet.

Zum Abschluß des oben besprochenen Berechnungsbeispiels sind hier Drahtdurchmesser vorgeschlagen: Primärwicklung n?p: Basiswicklung n?b: Sekundärwicklung ms:

a0

^effb

t---- *-

r = i/fs

91

I

Bild 46. Idealimpulse uon Rechteck-Generatoren, a) geroöhnlicher Zerhacker; b) Treppenspannungs-Generator

I II

2L 2

!u

c) bei fehlender äußerer Belastung kann sich keine hohe induktive Rückschlagspannung bilden, weil immer einer der beiden Transistoren geöffnet ist und daher in inverser Arbeits­weise einen Rückstrom zur Stromquelle vermittelt.

Im Gegensatz zum Eintakt-Zerhacker, der nur als Bestandteil von Gleichspannungswandlern praktische Bedeutung hat, bietet der Gegentakt-Zerhacker auch ohne nachfolgende Gleichrichtung praktische Anwendungsmöglichkeiten. Da die Transistoren in Gegentakt-Zerhackern wechselweise als Schalter arbeiten, steht am Zerhackerausgang eine Spannung mit nahezu rechteckiger Form zur Verfügung. Dem Bild 46a ist zu entnehmen, daß Effektivwert und Scheitelwert einer idealen Rechteckspannung gleich groß sind.

Die Schaltfrequenz fs ist beliebig wählbar und hängt bei gegebener Spannung noch von der wirksamen Transformator­induktivität und der Schaltstrombegrenzung ab, die entweder durch Kollektorstromsättigung oder durch Eisensättigung her­beigeführt werden kann.

ii

iS r8 i

_1 u

!0 n8

iii

92

In vielen Fällen lassen sich Wechselstromverbraucher, deren Stromversorgung auf Netzversorgung abgestimmt ist, auch durch Rechteckspannungen betreiben. Trotzdem darf nicht übersehen werden, daß sich Zerhacker nicht unbeschränkt zur Speisung von Geräten eignen, die für eine Stromversorgung mit Sinus­spannungen gebaut sind. Besonders bei Geräten, bei denen sich mehrere Verbraucherarten mischen, ist Vorsicht geboten. Man stelle sich ein röhrenbestücktes Tonbandgerät vor, das folgende Verbraucherarten enthält: 1. Röhrenheizung, 2. Anodengleich­spannung und 3. Motor. Die Röhrenheizung ist eine reine Wirklast. Die Gleichrichteranordnung stellt eine komplexe Last dar, bei der die Ladekapazität dominiert. Außerdem ist zu beachten, daß eine sinusversorgte Gleichrichteranordnung meist eine Gleichspannung liefert, die beträchtlich über dem Effektiv­wert liegen kann. Da der Scheitelwert einer Rechteckspannung jedoch genauso groß ist wie der Effektivwert, fällt bei der Rechteckspeisung die gleichgerichtete Spannung niedriger aus, als wenn der Verbraucher mit Sinusspannung versorgt würde.

Schließlich sind Motoren meist mit mehr oder weniger starken induktiven Komponenten behaftet, die auf Rechteckspannungen anders ansprechen als auf Sinusspannungen. Meist reicht auch bei diesen eine Rechteckspannung nicht aus, deren Effektiv­beziehungsweise Scheitelwert dem Effektivwert einer Sinus­spannung gleichgesetzt wird. Diese Gegenüberstellung ist aber immer dann unumgänglich, wenn der Verbraucher auch reine Wirklast beansprucht, wie gesagt zum Beispiel eine Röhren­heizung, die ziemlich genau eingehalten werden muß.

Es gibt Möglichkeiten, der Problematik einer Rechteckspan­nung gemäß Bild 46a auszuweichen. Bild 46b zeigt eine Recht­eckspannung, deren Scheitelwert ]/ 2mal größer ist als der Effektivwert, also genauso wie bei der Sinusspannung. Man nennt sie Treppenspannung. Es liegt nahe, daß Generatoren, die diese definierte Treppenspannung oder gleichwertige Ab­arten davon liefern können, einen größeren Schaltungsaufwand erfordern.

Diese Hinweise sind der Beschreibung von Gegentakt-Zer- hackern vorangestellt, um deren Verwendbarkeit ins richtige Licht zu setzen. Es ist in jedem Fall günstiger, Verbraucherart

■

«11«31

T1's

"p1 "P1

1 Us"s

Z/p2 XT2

«32

«12 44F4

93

lC1^CE1

tfCE2*C2

*bl]

«22H

«2lQ *B1|CßE1

l^BEZ:B2

i------------------------------------------- ------<•—o o-+ i/} “

Bild 47. Grund- und Meßschaltung eines Gegentakt-Zerhackers mit Wirklast

Tf

und Zerhacker aufeinander abzustimmen und gemischte Ver­braucher nicht an gewöhnliche Zerhacker zu legen. Die Strom­versorgung von Geräten mit gemischten Lasten ist durch Sinus- Umformer, die natürlich auch mit Transistoren bestückt sein können, besser zu lösen. Dem Zerhacker kommt vor allem die Aufgabe zu, Bestandteil von Gleichspannungswandlern zu sein, bei denen die Verbraucher durch Gleichrichteranordnungen getrennt sind. Bei dieser Kombination lassen sich auch größt­mögliche Wirkungsgrade erzielen.

Bild 47 gibt eine Grundschaltung für Meßzwecke wieder. Um die basisseitigen Steuerströme unabhängig voneinander messen zu können, sind zwei getrennte Spannungsteiler für die Basis­vorspannung vorgesehen. Die Vorspannungen dienen haupt­sächlich der Anschwinghilfe. Im allgemeinen schwingen wirk- belastete Zerhacker schwerer an als mit Gleichrichteranord­nungen belastete.

Für einen wirkbelasteten Zerhacker ist es kennzeichnend, daß sich der bei Transistordurchlaß fließende Kollektorstrom aus zwei Stromkomponenten zusammensetzt. Die eine rührt von

IZII

I4t

94

' ' Ixj

|tl Bild 48. Magnetisierungsströme der Primärhalbroicklungen beim Gegen­

takt-Transformator

Z-rsi_J 1 rD2 I

fJC2

f

L^J.! F$2 1

der Magnetisierung der durchflossenen Induktivität her, die andere übersetzt sich von der wirkbelasteten Sekundärseite auf die Primärseite als Wirkstrom. Der Wirkstrom ist der über­setzten Spannung proportional.

Die Arbeitsweise eines Gegentakt-Zerhackers wird verständ­licher, wenn man zunächst die beiden Stromkomponenten getrennt betrachtet. Bei fehlender Last fließen wechselweise nur die Magnetisierungsströme. Bild 48 veranschaulicht die Wechselwirkung der Kollektorströme Ici und Ic2- Demnach beginnt die Magnetisierung nicht wie beim Sperrwandler jeweils am Anfang einer Flußphase, sondern erst bei Halbzeit. Zuvor muß der von der vorigen Flußphase stammende und vom anderen Transistor vermittelte Magnetfeld-Arbeitsinhalt erst abgebaut werden. Demzufolge arbeitet jeder Transistor am Beginn seines Durchlasses zunächst invers, d. h. Kollektor und Emitter vertauschen auf die Basis bezogen ihre Funktion. Da die Transistoren einer Gegentaktschaltung zueinander gegen- phasig arbeiten, erfolgt die Übernahme des Magnetfeld-Arbeits­inhalts im Augenblick eines jeden Umschaltens. Um den gesamten vom Transformator aufgenommenen Magnetisierungs­strom zu beschreiben, ist in der grafischen Darstellung des Bildes 48 der Kollektorstrom Ic2 des zweiten Transistors T 2 nach oben ins Ici-Diagramm geklappt.

Ein derartiges Magnetisierungsverhalten treffen wir auch beim Flußwandler mit Umschwingkondensator an, sofern wir dessen Speicherzeit (Sperrphase) ausklammern. Das Umschal­ten beziehungsweise das Wechseln der (gleich langen) Phasen

I

iI

t—►

Bild 49. Idealisierte Oszillogramme eines Gegentakt-Zerhackers

95

-

IUCE2

0

—"CE1

0-------

!Ic2

0

wird auch hier von einer Stromsättigung besorgt, die entweder aus der Sättigungsbeziehung von Kollektorstrom zu Basisstrom oder von der Eisensättigung herrührt. Was die Eisensättigung betrifft, ist zum Funktionieren ein ausgeprägter Sättigungs­übergang der Eisenmagnetisierung erforderlich. Wir kommen noch darauf zurück. Zunächst wollen wir annehmen, daß die Strombegrenzung durch Kollektorstromsättigung erfolgt (Bild49}.

Aufgrund der magnetischen Verknüpfung von Sekundär- und Primärwicklung eines Transformators transformiert sich die sekundärseitige Wirklast auf die Primärseite. Bei der Bestim­mung der primärseitigen Verhältnisse ist zu beachten, daß der sekundärseitige Wirkwiderstand wechselweise beim einen wie beim anderen Transistorstromkreis wirksam wird.

fZC1

0 --

__ r01 rS1 -I rS2 l rD2

rD1 =7D2 " 7S1"7S2

WicklungmP2 zu

(6c)

Rpi = Rp2 = Ü122 Ro (6d)

f0a

b e

d,c

96

roPi

ro8

Bild 50. Analyse des Kollektorstroms in Magnetisierungsstrom und Wirkstrom beim Gegentakt-Zerhacker

II l

Rpi

Ro

Die grafische Darstellung in Bild 50 gibt über das Verhalten der primärseitigen Ströme Auskunft. Das obere Teilbild (a) zeigt den Magnetisierungsstrom im], der sich bei fehlender Last

mp2-------- = U12 =

ro8

Ist mp die gesamte von KollektorPrimärwicklung, so liegt immer nur jeweils eine Hälfte dieser

an einem geöffneten Transistor. Aus diesem Grund empfiehlt es sich, mit den Halbwicklungen ruPi und rechnen

zu Kollektor eingefügte

I i i__

]/¥Nadi Rpi beziehungsweise RP2 aufgelöst erhält man

p\

97

lIIIII II

------ ♦—P\max.

I I l I I II I I

-I- 'll

bildet. Dem wird der Wirkstrom Iw in Rechteckform hinzu­gefügt (b). Addiert man beide Flächen, so müßte das untere Bild (c) entstehen. Nun wissen wir, daß der Endwert des Magnetisierungsstroms gleichzeitig der Spitzenwert Iini = Tc ist, den die Kollektorstromsättigung bestimmt. Dieser Spitzen­wert wäre aber gemäß dem unteren Teilbild vor dem Ende der ursprünglichen Flußphase (Tdi) erreicht, d. h. die Flußzeit würde sich bei zusätzlicher Wirkbelastung je nach Wirkstrom mehr oder weniger verkürzen. Das ist in der Tat auch der Fall, wie wir anhand von Meßresultaten noch feststellen werden. Der durch die Schaltungsbemessung festgelegte Spitzenwert Tc stellt sicher, daß der Schaltstrom auch bei Hinzutritt von Wirkstrom nicht über Ic hinaus anwachsen kann. Dadurch verkürzt sich nicht nur die Flußphase Td, sondern der Spitzenwert Tm der Magnetisierung sinkt ab.

7 Schweitzer, Transistor-Glelchspannungswandler

Bild 51. Frequenzoerhalten von: a) Gegentakt-Zerhacker mit Kollektorstromsättigung; b) Gegentakt-Zerhacker mit Eisen­sättigung; c) Gegentakt-Gleichspannungsmandler mit Kollektor­stromsättigung; d) Gegentakt-Gleichspannungsmandler mit

Eisensättigung

a

b

c

0t

98

Iw

r VHBild 52. Analyse des Kollek torstroms bei Zerhackerbe­

trieb mit Eisensättigung

In Bild 50 ist diese Rückbeziehung eingezeichnet. Nach Hinzukommen eines Wirkstroms entsteht nicht Bild c, sondern tatsächlich Bild d. Die Analyse von Bild d ist e und f. Es leuchtet ein, daß sich die Dauer der Flußphase merklich verkürzen muß. Die in Bild 51 wiedergegebene Messung bestätigt, daß sich bei Zu­nahme des Wirkstroms beziehungs­weise der Eingangsleistung Pi die Schaltfrequenz erhöht (Kurve a). Zum Vergleich ist in dasselbe Dia­gramm u. a. das Frequenzverhalten eines Zerhackers eingetragen, des­sen Schaltstrom durch Eisensätti­gung begrenzt wird (Kurve b). Die Kurven c und d kennzeichnen das Frequenzverhalten von Gleichspan­nungswandlern bei sich ändernder Last. Bemerkenswert daran ist, daß

die Schaltfrequenz bei Belastungszunahme grundsätzlich, also auch beim Wandler mit Kollektorstromsättigung, abnehmende Tendenz aufweist.

Bild 52 zeigt, wie sich die Stromkomponenten des Kollektor­stroms bei einem Zerhacker zusammensetzen, dessen Strom­begrenzung durch magnetische Sättigung geschieht. Das obere Bild (a) bezieht sich wieder auf den Leerlaufzustand des leiten­den Transistors. Es handelt sich also um einen Magnetisierungs­strom, der in der ersten Flußhälfte über den invers arbeitenden Transistor in umgekehrter Richtung fließt. Der mittlere Teil der Stromkurve ist weitgehend linear. Innerhalb dieses Bereichs ist die stromdurchflossene Induktivität der Primärwicklung nahezu konstant. Der Transformator ist so bemessen, daß magnetische Sättigung noch vor der möglichen Kollektorstrom­sättigung eintritt. Im allgemeinen erfolgt der Obergang zur magnetischen Sättigung nicht mit einem scharfen Knick, so daß der Kollektorstrom demzufolge mit erkennbarer Krümmung

«11

's«21 tfp1 *P1

Us GT2

Up2 wp2f]«22S)=T

wb*|

«121

li

99

II

I------------------------------------------------------- -•-----o o---- 1+ Ui -

Bild 53. Grund- und Meßschaltung eines Gegentakt-Gleichspannungsroandlers

CiHF

Tr

uo

IO

den Zustand magnetischer Sättigung erzwingt. Der Flußendwert des Kollektorstroms wird also durch die Induktivitätsabnahme ausgelöst.

Überlagert sich dem Magnetisierungsstrom ein Wirkstrom (Iw in Bild 52b), so ergibt sich ein Kollektorstrom, wie in Teil­bild c veranschaulicht. Bleibt der Wirkstrom unterhalb des Spitzenwerts Iq, so übt er keinen merkbaren Einfluß auf die Flußdauer beziehungsweise die Schaltfrequenz aus. Aus diesem Grund werden Gegentakt-Zerhacker, deren Frequenz weit­gehend lastunabhängig sein soll, vorzugsweise mit magnetischer Sättigung betrieben. Eisenkerne mit ausgeprägtem Sättigungs­übergang sind teurer als die in der Elektronik hauptsächlich gebräuchlichen mit allmählichen Sättigungsübergängen. In der Fachliteratur werden Schaltungen vorgeschlagen, bei denen ein Hilfstransformator die Eisensättigung übernimmt. Da die Frage nach der Frequenzkonstanz bei Gleichspannungswandlern jedoch untergeordnet ist, soll in diesem Rahmen auf die ange­deutete Sonderlösung nicht eingegangen werden.

*31

*B1 J

|ÜBE1

|^BE2

ZB2 '

«32

2.5 Gegentakt-Gleichspannungswandler

Ergänzt man den Gegentakt-Zerhacker mit einer Zweiweg- Gleichrichteranordnung, so erhält man beispielsweise die in

ZC1 I "CE1 ^4

—I

"XT-

180 180.9 1.8

160 160.8 1,6

140 140.7 1.4

120 120.6 1.2

100 100.5 1.0

80 80,4 0.8

60 60.3 0,6

40 40.2 0.4

20 20.1 0.2

0 3500 700 n 1100

Bild 54. Gemessene Arbeitsdaten eines Gegentakt-Gleidispannungsroandlers

100

1,5 2

Wl.o 2.0

Bild 53 wiedergegebene Schaltung. Auch hier sind getrennte Spannungsteiler für die Basisvorspannung eingezeichnet, die eine getrennte oszillografische Überprüfung der basisseitigen Spannungen und Ströme ermöglichen. In der Praxis kann man auf einen gemeinsamen Spannungsteiler zurückgreifen. Es ver­steht sich, daß als Gleichrichteranordnung nur Zweiweggleich-

t tI u

220 22 mA V 200 20

— 04 5 kfl

7 p

150 200 300

0 0 t—-~~To *r

b

101

f^CE0 -

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10 -

tIc

o -

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tJB

f h0 -

I /$0 -

aBild 55. Oszillogramme oon Gegentaktroandlern. a) bei Kollektorstromsättigung

b) bei Eisensättigung

richlung Verwendung finden muß, weil die abwechselnd schal­tenden Transistoren gleichmäßig belastet werden müssen. Die sich auf den Transistor T 1 beziehenden Bauelemente, Wick­lungen, Spannungen und Ströme sind zusätzlich mit dem Index 1, die sich auf T 2 beziehenden, mit dem Index 2 gekennzeichnet.

In Bild 54 sind die Meßresultate der in Bild 53 gezeigten Meß­schaltung aufgezeichnet. Bemerkenswert ist, daß der größtmög­liche Wirkungsgrad erst bei voller Ausnutzung der Leistungs­fähigkeit zu erreichen ist. Das hängt damit zusammen, daß die Magnetisierung in keiner Phase in Nutzleistung umgewandelt wird, sondern nur dazu dient, den Schaltrhythmus zu bestim­men. Bei geringer Stromentnahme wird derselbe Strom zur Magnetisierung abverlangt wie bei größtmöglicher. Damit ist aber auch bereits auf eine wesentliche Eigenschaft von Gegen­takt-Gleichspannungswandlern hingewiesen: Guten Wirkungs-

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102

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7«21/j^CE

grad erhält man nur bei optimalem Betrieb, das heißt, wenn der Anfangswert des (idealisierten) Kollektorstromimpulses etwa 70 bis 80 °/o des Endwertes (Tc) ausmacht. Diese Bedin­gung ähnelt stark der, die für den Flußwandler mit Umschwing­kondensator gilt (vgl. Bilder 29 und 32).

Bild 55 zeigt die auf die Zeit bezogenen Spannungen und Ströme. Die links (a) dargestellten betreffen eine Arbeitsweise, bei der der Gleichspannungswandler mit Kollektorstromsättigung arbeitet; rechts (b) zum Vergleich die Spannungen und Ströme bei magnetischer Sättigung. Bild 56 gibt die Arbeitskennlinie im Ic/UcE-Feld und den zeitabhängigen Verlauf ohne Überschwinger wieder im Gegensatz zu den in Bild 55 nachgezeichneten Original- Oszillogrammen.

Bei idealer Arbeitsweise müßten die Spannungsimpulse Recht­eckform mit waagerechten Dächern haben, und die Schaltwechsel

Bild 56. Idealisierte Arbeitskennlinie eines Gegentaklroandlers.Oben rechts das diesbetreffende Verhalten von Kollektorstrom und

-Spannung auf die Zeit bezogen

103

-

dürften nach der Zweiweg-Gleichrichtung keine Lücken hervor­rufen. Unter diesem Gesichtspunkt würde sich ein Ladekonden­sator erübrigen. Dieser Idealfall ist nicht praktikabel, weil erstens die Transformatorwicklungen mit parasitären Kapazi­täten und Induktivitäten behaftet sind, die Ursache der Über­schwinger sind, und zweitens infolge des Anstiegs des Magne­tisierungsstroms Dachschrägen auftreten. Bei ungünstiger Wickel­weise können die Überschwinger Amplituden erreichen, die ins­besondere den Transistoren gefährlich werden.

Abgesehen davon, daß der Wandlertransformator so gewickelt werden soll, daß geringstmögliche Streuinduktivitäten erwartet werden können, sorgen an geeigneten Stellen RC-Glieder dafür, daß die Überschwingamplituden weitgehend reduziert und un­schädlich gemacht werden. Am gebräuchlichsten sind RC-Glieder von Kollektor zu Kollektor. Regeln für feste Werte des Konden­sators Cp und des Widerstandes R 4 lassen sich nicht angeben, da die schwer vorausberechenbaren Nebenkomponenten des Trans­formators sehr unterschiedlich ausfallen können. Bei Schaltfre­quenzen ab 1 kHz aufwärts sind für Cp Kapazitäten von 50 nF und darunter zweckmäßig. Verwendet man für den Widerstand R 4 einen Einstellwiderstand, so kann man mit seiner Hilfe bei gleichzeitiger Beobachtung der Kollektorspannung durch den Elektronenstrahl-Oszillografen das Minimum der Überschwinger einstellen. Ohne diesen Widerstand können sich unter Umstän­den die Überschwingamplituden infolge von Resonanzeffekten vergrößern. Der Widerstand dämpft die Resonanzen, ohne die Umschaltzeiten merklich zu erhöhen.

Anstelle der in Bild 53 angegebenen Brücken-Gleichrichtung läßt sich ohne weiteres auch die klassische Zweiweg-Gleichrich­tung verwenden. Zu diesem Zweck benötigt man doppelte Win­dungszahl bei mittelangezapfter Sekundärwicklung. Auch Gleich­richteranordnungen, wie sie für Spannungsverdopplung verwen­det werden, sind verwendbar.

Die Berechnung eines Gleichspannungswandlers wickelt sich einfacher ab als die der Eintaktwandler. Bei der Ermittlung der Leistungsfähigkeit braucht man keine stromlosen Phasen der Schaltschwingung zu berücksichtigen, außerdem kann man die Magnetisierungs-Blindleistung außer acht lassen, weil sie nicht

(40)

(27c)Lp i — Lp 2 —

(6e)iu8

104

zur Nutzleistung beiträgt. Günstige Betriebsweise wird erreicht, wenn man den Spitzenwert der beiden Kollektorströme nach fol­gender Gleichung bestimmt:

Ui

1.15 Uo

Die Induktivität der Teilwicklungen mp i und mP2 errechnet sich nach der bereits erörterten Weise:

Ui • Td

Tic

Bei der Bemessung des Transformators ist, sofern mit Kollek­torstromsättigung gearbeitet werden soll, darauf zu achten, daß die maximal zulässige Feldstärke beziehungsweise der maximale I2L-Faktor nicht überschritten wird. Die in Abschnitt 2.3 vorge­schlagene Berechnungsweise läßt sich ohne Schwierigkeit auf die Errechnung von Gegentakt-Transformatoren übertragen. Es ge­nügt, sich zunächst auf die halbe Primärwicklung (rop i oder iuP2) zu beschränken, und die andere Wicklungshälfte sinngemäß zu ergänzen.

Wie an anderer Stelle bereits erläutert, bietet sich für die gesamte Primärwicklung die Zweidrahtwicklung (Bifilarwicklung) an. Allerdings stellt sich bei dieser Wickeltechnik die Frage nach der Unterbringung der Rückkopplungswicklungen. Man weicht

Po Ici = IC2 = ---------

V ■ Ui

rvpiÜ12 = --------

Anstelle Td darf 1/2 f8 gesetzt werden, weil die Flußphasen eines symmetrisch arbeitenden Gegentaktwandlers die Hälfte der Periodendauer beanspruchen. Auf jeden Fall ist es vorteilhafter, Halbwicklungen der Primärwicklung zum Ausgangspunkt der Berechnung zu machen. Ebenso ist die Ermittlung der Überset­zungsverhältnisse übersichtlicher, wenn man sie auf die Halb­wicklungen bezieht, zumal die Rückkopplungswicklungen für den jeweiligen Transistor gelten. Setzt man Up i = UP2 = Ui und Us = Uo, wobei die inneren Spannungsabfälle durch einen Kon­stantfaktor zusammengefaßt sind, so reicht für die Ermittlung der Sekundärwicklung folgende Formel aus:

n?P2----------ä;

m8

X-

+/l!

U\Tr

"'s

x-

Cq Js #oGa

T3

"'b3.U]

ws

*b4 ’"bZ*T4

b *06

105

Bild 57.a) Gegentakt-Serien­

schaltung für Wandler

3dieser Frage aus, indem man die beiden Rückkopplungswicklun- gen rubi und n?b2 ebenfalls bifilar aufträgt, sie aber als erste Wicklung unterbringt und sie durch einen statischen Schirm (Kupferfolie) gegen die Kollektorwicklungen abschirmt. Die Sekundärwicklung folgt, mit dem „kalten“ Ende beginnend, den Kollektorwicklungen.

Die Aufteilung der Primärwicklung und zwei abwechselnd be­aufschlagte Teilwicklungen kann man sich ersparen, wenn man die in letzter Zeit viel propagierte Gegentakt-Serienschaltung verwendet (Bild 57a). Die Aufteilung der Speisespannung läßt sich, wie angedeutet, durch Kondensatoren ersetzen. Bei größeren Leistungen haben sich Gegentakt-Brückenschaltungen (Bild 57b) bewährt.

b) Gegentakt-Brücken­schaltung für Wandler

106

i

Der Symmetrie zuliebe sollte man nicht darauf verzichten, die Kollektorstromspitzenwerte der Gegentakt-Transistoren aufein­ander anpassen zu können. In der Schaltung nach Bild 53 ist diese Anpassungsmöglichkeit durch die Einstellwiderstände R31 und R32 angedeutet.

2.6 Mehrstufige GleichspannungswandlerFür die im Kapitel 2 beschriebenen Grundschaltungen ist kenn­

zeichnend, daß der Wandlertransformator grundsätzlich zwei Aufgaben zu dienen hat: 1. Erzeugung der Schaltschwingung und 2. Leistungsübertragung. Die Bemessung des Transformators ist dabei immer ein Kompromiß, da es keine Schaltungsbemessung gibt, die für beide Aufgaben optimal ausgelegt werden kann. Der erste Schritt, die Aufgaben zu trennen, ist die Einführung eines Hilfstransformators, der nur die Selbsterregung besorgt, während der Haupttransformator nach den Gesichtspunkten ver­lustarmer Leistungsübermittlung bemessen werden kann.

Noch klarer lassen sich die Aufgaben trennen, wenn der Wand­ler mehrstufig aufgebaut ist, wobei die Möglichkeiten eines ver­lustarmen Schalterbetriebs voll ausgenutzt werden können. In diesem Fall ist die leistungsbildende Endstufe fremdgesteuert. Der selbstschwingende Steuergenerator bringt die Steuerleistung auf, die nur einen Bruchteil der Gesamtleistung ausmacht; sein Wirkungsgrad bleibt daher untergeordnet. Der Ausgangsübertra­ger erhält eine Bemessung, bei der nur geringe Blindleistung an­zufallen braucht, so daß die Endstufen-Transistoren praktisch nur den Wirkstrom schalten.

Auf diese Weise erhält man weit größere Gesamtwirkungs­grade als bei der Einstufentechnik. Wegen des größeren Mate­rialaufwands sind Mehrstufen-Wandler hauptsächlich den höhe­ren Leistungsklassen vorbehalten. Die Schaltung 3.5 im folgenden Kapitel gibt ein Beispiel, welche Vorteile durch Mehrstufentech­nik erreichbar sind.

3 Erprobte Schaltungen

107

Dieses Kapitel vermittelt eine Auswahl von Wandlerschaltun­gen. Die beschriebenen Wandler wurden über längere Betriebs­dauer erprobt. Kurze Beschreibungen, technische Daten und Wik- keldaten der Wandlertransformatoren sind Grundlage für erfolg­reichen Nachbau.

Die Wandler haben automatisch ansprechende Anschwinghil­fen, die sich mittels Heißleiter der Umgebungstemperatur an­passen. Außerdem arbeiten die Wandler kurzschlußfest und leer­laufsicher.

3.1 Sperrwandler zur Hochspannungserzeugung für eine Oszillografenröhre (Bild 58)

Technische Daten:Speisespannung Up 12 V—Ausgangsspannung Uo: 1000 V—Empfohlene Stromentnahme Io: 80 p.A

(im l0-Bereich 60...100p.A ändert sich die Ausgangsspannung um 0,5 V pro nA)

Maximale Stromentnahme Io: 150 gAStromaufnahme Ip. 19 mA (bei Io = 80 fxA)Kollektorstrom-Spitzenwert Iq: 100 mAWirkungsgrad y: 0,35...0,5Schaltfrequenz fs: 13,5 kHzSchaltverhältnis Tp : T: 0,7

Diese Schaltung wurde speziell zur Hochspannungsversorgung der Oszillografenröhre D 8-11 entwickelt. Unter Verzicht auf größtmöglichen Wirkungsgrad arbeitet der Wandler mit hoher Ausgangsstabilität, so daß Änderungen des Strahlstroms (bei der Helligkeitseinstellung) nicht auf die Anodenspannung und dem­zufolge auf die Ablenkfaktoren rückwirken. Diese Eigenschaft des Sperrwandlers wird dadurch erreicht, daß bei empfohlener Stromentnahme von 80 pA (durch feste Spannungsteiler-Bela- stung der Oszillografenschaltung) die Gegengleichrichtung ein‘

BA 148 2N1613 2XBA133

44 +4- -o

‘vs 1 kV

-o

HO

') Vgl. den Fachbeitrag [35].

108

lOnFzb1,6 kV

setzt. Die Schaltfrequenz von 13,5 kHz verursacht auch bei nicht geklebten und getränkten Ferritkernen keine akustische Ab­strahlung.

Besondere Aufmerksamkeit ist dem Aufbau des Wandlertrans­formators Tr zu widmen, dessen Wickeldaten unten angegeben sind. Auch bei kapazitätsarmer Wickeltechnik läßt sich die am „heißen“ Ende einer Hochvolt-Wicklung wirkende Parallelkapa­zität kaum unter 20 pF drücken. Infolge der hohen Wicklungs­induktivitäten (mehr als 5 H) entstehen Wicklungsresonanzen, die ein schnelles Schalten des Wandlers vereiteln. Die Funktion eines Sperrwandlers wird noch nicht beeinträchtigt, soweit der Spitzenwert der Resonanzamplitude (während der Sperrphase) auf einen höheren Wert ansteigen würde als die erwartete Aus­gangsspannung. Allerdings verringert sich dabei wesentlich die Öffnungszeit des Ausgangsgleichrichters.

Erfahrungsgemäß soll besagte Eigenresonanz der Ausgangs­wicklung ein Vielfaches der Schaltfrequenz betragen, wenigstens aber das Dreifache der Schaltfrequenz. Die Hochspannungswick­lung des hier beschriebenen Wandlers ist in einem Kreuzkern untergebracht, der sich durch großen Wickelraum auszeichnet und daher ein kapazitätsarmes Wickeln ermöglicht. Die Eigen­frequenz der 1-kV-Wicklung ist rd. 30 kHz1).

Tr"g’l

1°F° J iokn[J

12V 5 kß

bei Aj*20°C

jFllU 47012

Bild 58. Sperrrvandler zur Hodispannungs- oersorgung einer Oszillografenröhre

1 W: 280 mA

BA 148BA 148 AD 161 Tr

"9S

*+9/12/24V

109

+-o

500pF s:35 V

zi 1nf

*51

»s3

*s2

3.2 Stromflußwandler für Speisespannung 6 V, Ausgangsleistung max. 1 W (Bild 59)

Technische Daten:Speisespannung Uj: 6 V—Ausgangsspannungen Uo (umschaltbar): 9/12/18 V—Änderung der Ausgangsspannung Uo bis Po = 1 W: 8 mV/mA bei

Uo = 12 Vmaximale Stromentnahme Io

bei Uo = 9 V: 120 mAbei Uo = 12 V: 90 mAbei Uo =18 V: 60 mA

Stromaufnahme Ij bei Po Kollektorstrom-Spitzenwert 1q: 0,75 A Wirkungsgrad 7] bei Po = 1 W: 0,6 Schaltfrequenz f8: 1,8 kHz Schaltverhältnis Tj) : T: 0,75

Bild 59. Flußrvandler mit Gegend“*' nchtung und mit i W Ausgangsleistung

1000_T±4560 a

y 6V10042

bei^ua20°C t

Wickeldaten des Transformators Tr:Ferritkern Valvo X 35-02-3 H 1 und Zubehör, A^-Wert etwa 3500 nH/w*Primärwicklung rvp: 35 Wdg. 0,18 CuL (1 Lage)Basiswicklung n)b: 31/, Wdg. 0,15 CuL (am kalten Ende von rop) Wicklung rvg (für Gegengleichrichtung): 10 Wdg. 0,2 CuL (neben rub) Sekundärwicklung ms: 800 Wdg. 0,07 CuL (10 Lagen zu je 80 Wdg. je­

weils in der Mitte der Wickelbreite. Die Lagen beginnen stets von einer Seite, d. h. nach jeder Lage ist der Draht zwischen Isolierfolie auf dieselbe Seite der Vorlage zurückzuführen. Als Lagenisolation ist 0,04 mm dicke Isolierfolie zu verwenden.)

110

Für die nicht genutzte Sperrphase dieses Flußwandlers ist die Gegengleichrichtung maßgebend, die eine gute Ausgangsstabilität gewährleistet. Überschwinger der Kollektor-Emitter-Sperrspan­nung werden durch den Einstellwiderstand 1 kQ auf minimale Amplitude abgeglichen.

Die Schaltung erlaubt universelle Spannungsumsetzungen. Nicht vorgesehene Spannungen lassen sich aus den Wickeldaten umrechnen.

Dieser Flußwandler gleicht prinzipiell dem unter Abschnitt 3.2 beschriebenen. Zum Unterschied haben hier die Fußpunkte der Spannungen Ui und Uo Plus-Polarität.

Wickeldaten des Transformators Tr:Ferritkern Siemens B 65 611 (36 0 X 22 mm) und ZubehörWerkstoff: 2000 N 28, Ap-Wert: 1250 nH/w1Primärwicklung rop: 49 Wdg. 0,45 CuL (2 Lagen)Basiswicklung rot: 5*/2 Wdg. 0,15 CuL (am kalten Ende von rop)Wicklung rüg (für Gegengleichrichtung): 21 Wdg. 0.45 CuL (1 Lage)Sekundärwicklungen

Wicklung m8 i: 87 Wdg. 0,32 CuL (3 Lagen)Ende ms 2: + 30 Wdg. 0,32 CuL (1 Lage)Ende ms2---n?83: + 51 Wdg. 0,28 CuL (2 Lagen)

3.3 Stromflußwandler für Speisespannung 12 V, Ausgangsleistung max. 3,5 W (Bild 60)

Technische Daten:Speisespannung Uf. 12 V—Ausgangsspannungen Uo (umschaltbar): 18/24 V—Änderung der Ausgangsspannung Uo bis Po = 3,5 W: 13 mV/mA (bei

Uo = 18 V)maximale Stromentnahme Io:

bei Uo = 18 V: 200 mAbei Uo = 24 V: 150 mA

Stromaufnahme Ij bei Po = 3,5 W: 430 mAKollektorstrom-Spitzenwert Ic: 1-3 AWirkungsgrad r] bei Po = 3,5 W: 0,7Schaltfrequenz fs: 1,9 kHzSchaltverhältnis Tp : T: 0,72

AD150Y E30C400SiE30C550Si Tr

"9

S"s2 o

18/24V

o

I50J2

111

__Z 4=1 nF

Speisespannung U,: 12 V—Ausgangsspannung Uo (bei Po = 20 W): 24 V—Änderung der Ausgangsspannung bis Po = 20 W: 4,5 mV/mA maximale Stromentnahme Io: 0,9 AStromaufnahme I, bei Po = 20 W: 2,2 AKollektorstrom-Spitzenwert Tc Je Transistor: 2,4 AWirkungsgrad bei Po = 20 W: 0,76Schaltfrequenz fs: 650 Hz

Wickeldaten des Transformators Tr:Ferritkern wie bei Wandler 3.2Primärwicklung mp: 65 Wdg. 0,45 CuL (3 Lagen)BasiswickJung n>b: 3V2 Wdg. 0,15 CuL (am kalten Ende von rup)Wicklung mg (für Gegengleichrichtung): 30 Wdg. 0,45 CuL (2 Lagen)Sekundärwicklungen

Wicklung n?6 j: 110 Wdg. 0,36 CuL (4 Lagen)Ende m8 i...ro8 2: + 40 Wdg. 0,32 CuL (2 Lagen)

3.4 Gegentaktwandler für Speisespannung 12 V, Ausgangsleistung max. 20 W (Bild 61)

Technische Daten:

Aufgrund einer „versteckten“ Zweiweg-Spannungsoerdopp- lung konnte bei diesem Wandler auf die gesonderte Sekundär-

Bild 60. Flußroandler mit Gegengleichrichtung und mit 3,5 W Ausgangsleistung

500gF 35V =*81 I

100 32bei^ = 20°C ,

jjz n LJ zü U22J2

1000 |

1kÄ-4=_ 12V

H320 Sl

AD150Y *S1

B40C2200Si*P1

3,3 St

ws2

o o-

112

Bild 61. Gegentaktrvandler mit Ziueirveg-Spannungs-

oerdopplung—1^- 1000gf

15V

1000gf 15V

-4h-

Wickeldaten des Transformators Tr:Ferritkern Siemens B 65 631 (47 0 X28 mm) und ZubehörWerkstoff: 2000 N 28, AL-Wert: 1250 nH/w!Basiswicklungen jvsi, m82: Je 3‘/2 Wdg. 0,3 CuLS zweidrähtig bzw. bi-

filar gewickelt. Nach den Basiswicklungen Schirm aus Kupferfolie 0,02 mm einlegen, die an Schaltungsnull anzuschließen ist.)

Zusatzwicklung rog j: 4 Wdg. 0,7 CuLPrimärwicklungen rvp j, rvp2: Je 42 Wdg. 0,7 CuL (zweidrähtig, 4 Lagen)Zusatzwicklung n>8 i: 4 Wdg. 0,7 CuL

2500uF/35V -Tn—24V_______

20^X~^ bei

AD 150Y

I2500pf/l5V —3I—

12V

Wicklung verzichtet werden. Um die inneren Spannungsabfälle auszugleichen, sind die Halbwicklungen der Primärseite durch Zusatzwicklungen aufgestockt. Diese Transformatorbemessung hat zwei Vorteile: 1. Man gewinnt Wickelraum für die Primär­wicklung; 2. Streukopplungen fallen fort, folglich entstehen nur unwesentliche Überschwinger.

Die Schaltfrequenz von nur 650 Hz wurde gewählt, um handels­übliche Hochstromgleichrichter der 50-Hz-Netztechnik verwenden zu können.

113

3.5 Dreistufiger Wandler zur Stromversorgungeiner Mobilsender-Endröhre mit Schnellheizkatode

Technische Daten:Speisespannung U,: 11,5...14 V—Ausgangsspannungen Uo lt Uo g: 225/450 V (siehe Bild 63)Schnellheizspannung Uh = 1.1 Vcffmaximale Stromentnahme Io des 450-V-Ausgangs, wobei der 225-V-

Ausgang mit 10 mA und der Un-Ausgang mit 4 A belastet ist: 120 mA maximale Stromentnahme der Un-Wicklung: 4 AWirkungsgrad siehe Bilder 63, 64Schaltfrequenz = 440 Hz

Für die Mobiltechnik gibt es eine Reihe von Senderöhren, die mit Schnellheizkatoden ausgestattet sind. Da die Anheizdauer dieser Katoden unter 1 Sekunde liegt und durch spezielle Schal­tungsmaßnahmen auf Sekundenbruchteile gekürzt werden kann, braucht die Stromversorgung von Mobilstationen außerhalb der Sendezeiten nicht durch Vorheizung vorbelastet zm werden. Anodenspannung und Heizspannung lassen sich zur gleichen Zeit ein- und ausschalten. Senderöhren mit Schnellheizkatode gibt es für Eingangsgleichleistungen von 10 bis 100 W. Bei neueren Typen bevorzugt man die 1,1-V-Heizung.

Der hier beschriebene Spannungswandler (Bild 62) eignet sich zur Anodenstrom- und Heizstromversorgung beispielsweise der Röhre YL 1310, die für transistorbestückte SSB-Mobilsender pro­pagiert wird. Für die Anodenspannung bietet der Wandler 450 V, für die Schirmgitterspannung 225 V. Die maximale Gleichleistung ist 50 W; für die Heizung kommen 4,5 W hinzu. Den günstigsten Wirkungsgrad mit 0,84 erhält man bei einer Gleichleistung von rund 38 W. Die ausgezeichnete Leistungsbilanz wird dadurch er­reicht, daß die Endstufe praktisch nur den Wirkstrom zu schalten hat, weil der Ausgangsübertrager Tr3 wenig Blindleistung be­ansprucht.

Die Endtransistoren T 5, T 6 arbeiten hier in Kollektorschal­tung, die sich durch niedrigen inneren Widerstand auszeichnet und die es gestattet, die Transistorgehäuse direkt auf die Kühl­aggregate zu schrauben. Das Foto Bild 65 veranschaulicht den Aufbau. Der Vorteil der Kollektorschaltung wird jedoch mit einer

8 Schweitzer, Transistor-Gleichspannungswandler

114

wesentlich höheren Steuerleistung eingetauscht, zumal bei den hier in Betracht zu ziehenden Kollektorströmen (bis 8 A je End­transistor) nur niedrige B-Werte zu erwarten sind. Die Steuer­leistung für die Endstufe bringt eine Zwischenstufe auf, deren Transistoren (T 3, T 4) ebenfalls in Kollektorschaltung arbeiten. Der mit den Transistoren Tl, T2 bestückte Steuergenerator ist ein Gegentakt-Zerhacker, von dem nur geringe Leistung verlangt wird. Sein Arbeitspunkt ist so eingestellt, daß er gegenüber unterschiedlicher Leistungsentnahme unempfindlich bleibt.

Die Speisespannung des Steuergenerators ist elektronisch sta­bilisiert. Sie hält damit auch die Ausgangsspannungen bei Zu­nahme der Speisespannung Ui konstant, wie das das Meßdia­gramm in Bild 64 bestätigt. Dafür gibt es folgende Erklärung:

Transistorstufen in Kollektorschaltung sind spannungsgesteu­erte Verstärker mit einer Spannungsverstärkung < 1. Somit rich­tet sich die Ausgangsspannung nach der Eingangsspannung beziehungsweise nach der Steuerspannung, die der spannungs­stabilisierte Gegentakt-Zerhacker anbietet. Mittels des Trimm­potentiometers R 3 ist die Speisespannung des Zerhackers so ein­zustellen, daß bei einer Speisespannung Ui = 12 V die Endtran­sistoren bis zu ihrer Restspannung durchgesteuert werden. Erhöht sich nun die Speisespannung Uj, so nimmt die Kollektor­restspannung entsprechend zu, und die genutzte Ausgangsspan­nung bleibt nahezu unverändert. Gleichermaßen nimmt der Wir­kungsgrad ab, weil die Transistoren eine größere Kollektor­verlustleistung verarbeiten müssen. Ein Spannungsanstieg bis Ui = 14 V ist ungefährlich, weil die Transistoren weit unter ihrer Belastbarkeit beansprucht werden.

Ein bemerkenswerter Vorzug fremdgeschalteter Transistoren ist, daß diese bei ausgangsseitigem Leerlauf nahezu stromlos werden. Es fließen nur die sehr niedrigen Magnetisierungsströme der Übertrager Tr 2 und Tr 3. Beim mehrstufigen Wandler ist nachteilig, daß ein eventueller Kurzschluß nicht voll auf den Steuergenerator zurückwirkt. Der Zerhacker setzt nicht aus wie bei einstufigen Schaltungen. Er kann jedoch in einen instabilen Arbeitsbereich überwechseln, bei dem keine Rechteckschwingun­gen mehr erzeugt werden. Damit besteht die Gefahr, daß die Endtransistoren ins Überlastungsgebiet geraten. Die Schaltung

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0.9

0.6300

200 0,4

100 0,2

20 40 60 80 140 mA

116

400 0,8 0,8

ist daher mit einer elektronischen Kurzschlußsicherung ausgestat­tet, die bei richtiger Einstellung vollautomatisch anspricht, d. h. sie reagiert nur während des Kurzschlusses und gibt die ord­nungsgemäße Arbeitsweise sofort wieder frei, sobald der Kurz­schluß verschwindet. Während des Kurzschlusses fallen die Kol­lektorströme auf so niedrige Werte, daß eine unzulässige Erwär­mung der Sperrschichten nicht eintreten kann.

Bild 63. Arboitsdaten in Abhängigkeit oon dor Ausgangsbolastung

I "o1

V 500

I ♦7 "h

V v

1.0 1.0

100 120lo1—*

0 0

0,9

400 0,8 0,8

300 0.6

200 0.4

100 0.2

10,5 11 11.5 12 12,5 13,5

117

Beim Einschalten des Wandlers ist der Transistor T 10 leitend. Der angekoppelte Emitterfolger (Transistor T 9) sperrt demzu­folge und behindert nicht die elektronische Stabilisierung des Steuergenerators. Treten gleichzeitig zu hoher Ausgangsstrom und zu niedrige Ausgangsspannung auf, so gerät Transistor T10 in den Sperrzustand. Der Transistor T 9 wird dadurch geöffnet und zieht soviel Strom, daß die Spannung an der Z-Diode BZY 85/

J 014 V13

Bild 64. Arbeitsdaten in Abhängigkeit von der Speisespannung

V500

I t11 V

1.0 1.0

9 Schweitzer, Transistor-Gleichspannungswandler

C8V2 stark fällt. Schließlich bricht

118

Bild 65. Oberhalb des Chassis befinden sich die Kühlaggregate für die Endtran­sistoren und der Ausgangsübertrager mit den Gleichrichteranordnungen Die Transistoren der Zwischenstufe sind

Don oben aufs Chassis gesetzt Bild 66 Unteransicht des dreistufigen Wandlers mit den Kreuzkern-Übertragern, dem Steuergenerator und der elektronischen Sicherung

die Speisespannung des Steuergenerators zusammen; die Schwingung des Zerhackers setzt aus. Damit unterbleibt die Ansteuerung von Zwischenstufe und Endstufe, so daß diese praktisch stromlos werden müssen. Durch wechselweises Einstellen der Trimmwiderstände R8 und R 9 läßt sich die elektronische Sicherung auf das beschriebene Kriterium justieren.

Zum Abgleich des Steuergenerators sind die Einstellwider­stände Rl und R 2 zu betätigen. Von einem Elektronenstrahl- Oszillografen, dessen Y-Eingang wechselweise an die Emitter der Transistoren T 1 und T 2 zu legen ist, soll je ein Spitzenwert von 60 mV angezeigt werden. Die Einstellwiderstände R 6 und R 7 dienen zur gegenseitigen Anpassung der Endtransistoren. Aus­schlaggebend ist die symmetrische Beaufschlagung des Ausgangs­übertragers Tr 3. Unsymmetrien verursachen eine Vormagneti-

Wickeldaten

1199*

Transformator Tri:Ferritkern Valvo X 35-02-3 H 1 und Zubehör, ÄL-Wert etwa 3500 nH/w1Zusatzwicklung ro8 j: 130 Wdg. 0,14 CuLS (2 Lagen)Primärwicklungen iupi, n?p2= Je 700 Wdg. 0,14 CuLS (zweidrähtig bzw.

bifilar gewickelt, 2 X 35 Wdg. je Lage. Insgesamt 20 Lagen. Lagen­isolation Folie 0,025 mm)

Zusatzwicklung mS9: 130 Wdg. 0,14 CuLS (2 Lagen)

Transformator Tr 2:Ferritkern wie TriZusatzwicklung n>8i: 55 Wdg. 0,2 CuLS (2 Lagen)Primärwicklungen njp i, rop2‘. Je 495 Wdg. 0,2 CuLS (zweidrähtig bzw.

bifilar gewickelt, 2 X 26 Wdg. je Lage. Insgesamt 19 Lagen. Lageniso­lation Folie 0,025 mm)

Zusatzwicklung ruS2: 55 Wdg. 0,2 CuLS (2 Lagen)

Transformator Tr 3:Kern MD 74, kornorientierte Bleche 0,35 mm’), wechselseitig geschichtet. Primärwicklungen n?p i, rvp 2: Je 29 Wdg. 1,2 CuL vierdrähtig1), (4 Lagen) Wicklung n>n (für Schnellheizung): 3 Wdg. 1,3 CuLSekundärwicklung ros i: 320 Wdg. 0,34 CuL (3 Lagen, Lagenisolation

0,04 mm)Sekundärwicklung roS2: wie ros 1

*) H. Hesselbach, Kleintransformatoren mit MD-Blechen. FUNKSCHAU, Jg. 1961, Heft 15, S. 393.

») Aus bie ten zu wick< zulöten.

sierung des Eisenkerns, die sich durch ein stärkeres akustisches Blechvibrieren äußert. Es ist daher sinnvoll, auf akustisches Mini­mum abzugleichen. Den Abgleich kann man durch Variieren der Trimmwiderstände R 4 und R 5 unterstützen.

iegetechnischen Gründen empfiehlt es sich, mit zwei mal zwei Dräh- keln. Die Enden von jeweils zwei Drähten sind demnach zusammen-

4 Tabellen-Anhang

4.1 Silizium-Gleichrichter

Typ

60 VABY 122 600 mA 3

300 VAA 14BY 118 5

’) Für Schaltfrequenzen unter 1 kHz.

121

Die genannten Typen eignen sich für Gleichspannungswandler und sind nach maximalem Gleichstrom gestaffelt.

maximaler periodischerGleichstrom Spitzenstr.

periodische Spitzen- Sperrspg.

Bemer­kungen

BY127E 30 C 600 SiE 60 C 600 Si1 N 40011 N 40021 N 40031 N 40041 N 48161 N 48171 N 4818B 40 C 2200 Si

BA 133 BYX10 BA 148 BY 123

AAAA

66101010101515 1515

1000 V1600 V350 V400 V

800 V100 V 200 V50 V

100 V 200 V 400 V50 V 100 V 200 V65 V Brücken-

Gleidiridht.1)

Brücken- Gleidiricht.1) Brücken-Gleich richt.1) x)

1.5 A2 A2.5 A

750 mA 950 mA950 mA

11111,5 A1,5 A1,5 A3,2 A

7,5 A A A A A A A A A A A

50 mA ca. 300 mA200 mA 300 mA520 mA

4.2 Transistoren

Typ Uceo max. Ic max. B bei Ic fr150 mA

ß bei Ic frTyp Uceo max. Ic max. 1 A

122

Die ausgewählten Typen eignen sich für den Wandlerbetrieb. Es sind vor allem solche Typen genannt, die innerhalb ihrer Klas­sen preisgünstig angeboten werden.

4.2.1 npn-Silizium-Transistoren für Wandlerleistungen bis etrva2 W (je Transistor)

BD 106 BBD 107 BBD 109 D BDY 12 D BDY13 D

BC 140 D BC 141 D BFY 68 BSX 62 D BSX 63 C BSY 84 BSY 86 2 N 1420 2 N 1613 2 N 1711 2 N 2219

36 V64 V40 V40 V60 V

40 V60 V30 V40 V60 V35 V64 V30 V30 V30 V30 V

AAA

A A A A A A A A

70...20070...200

100...300100...300100...300

100 MHz100 MHz

> 30 MHz> 30 MHz> 30 MHz

100...300100...300100...300~ 190~ 115

100...300100...300100...30040...120

100...300100...300

4.2.2 npn-Silizium-Transistoren für Wandlerleistungen bis etwa8 Watt (je Transistor)

2,5 A 2,5 A 3 2 2

111221110,5 A0,5 A0,8 A

> 60 MHz> 60 MHz> 70 MHz> 30 MHz> 30 MHz

120 MHz110 MHz

50 MHz;> 60 MHz

50 MHz250 MHz

frB bei 1C = 1 ATyp ÜCEO max. IC max.

fTB bei Ic = 5 ATyp UcEO max. Ic max.

123

4.2.4 pnp-Germanium-Transistoren für Wandlerleistungen bis etma 60 W (je Transistor)

4.2.3 pnp-Germanium-Transistoren für Wandlerleistungen bis etma 15 W (je Transistor)

AD 148 V AD 149 V AD 150 V AUY 19 2 N 3613 2 N 36142 N 3617 2 N 3618

AD 133 V AD 136 V AD 160 V AUY 21 2 N 1557 2 N 1558 2 N 1559 2 N 1560

32 V30 V40 V45 V30 V45 V60 V75 V

32 V50 V32 V64 V30 V45 V60 V75 V

1510101015151515

A A A A A

A A A A A AA A

450 kHz 300 kHz 450 kHz 350 kHz 700 kHz 700 kHz700 kHz 700 kHz

300 kHz300 kHz300 kHz300 kHz400 kHz400 kHz400 kHz400 kHz

50...10050...10050...10050.. .10075.. .15075.. .15050.. .10050...100

50...100 50...10050.. .10030.. .6050.. .100 50...100 50...100 50...100

2 A 3,5 A 3,5 A 3 7 7 7 7

4.3 Auswahl von Ferritkernen

eff.

Abmes-Fabrikatsungen

mm

Schalcnkerne

14 0 X 8’) Siemens B 65 541 2,0 0,25 0,0840,5

18 0 X 11*) Siemens B 65 651 2.6 0,43 0.11,12

22 0 X 13’) Siemens B 65 661 3,15 0,63 0,232.0

26 0 X 16’) Siemens B 65 671 3,75 0,94 3,52 0,32

38 0 X 22’) Siemens B 65 611 5,3 2,01 10,65 0,63

47 0 X 28 Siemens B 65 631 7,25 3,12 22,6 1,15

59 0 X 36 Siemens B 65 691 8,8 4,85 42,6 1,96

Kreuzkerne

Valvo X 22 - 3 H 1 3.8 0,65 2.5 0,3

Valvo X 30 - 3 H 1 5,6 1,15 6,35 0,95

Valvo X 35 - 3 H 1 6,7 1,6 11,0 1,25

124

magne­tisches

Volumen

34,6’ X 28X 35

29,6* X 24 X 30

21,3» X 14X 22

Bestell- bezeichng.’)

magne­tische

Weglänge Quer­schnitt’)

nutzbarer Wickel-

eff.magnetischer Querschnitt

cm’Ae cm’

ve cm’cm

’) ohne Zubehör, wie Spulenkörper, Bügelhalterung usw.’) für Spulenkörper mit 1 Kammer ’) nach DIN 41 293

'1 ö“kA w A; Hmm

145

125

Ferritsorte (Handels­

bezeichnung)

630 400

2000 T 262000 T 262000 T 262000 T 262000 T 262000 N 282000 T 262000 T 262000 N 282000 T 262000 T 282000 N 282000 T 262000 T 262000 T 262000 N 282000 N 282000 N 282000 N 282000 N 28

Luftspalt­länge

0,020,050,150,25

0,10,1

0,020,050,150,020,050,150,25

0,30.40.5

16001000630

35002100960630

25001600125010004000250016001250

20001100480

28001600660450

160012501000

400250630400

10506002501701100670305210

252157302192250159510319200525336263210740462295231

915500220

231181

max.zulässige Ampere- windungen

224380

115142195265

1022,578

13011,523,5 87114

285226 5245721937 7526486895

12.7 • IO"420.7 • IO“4

4.2 • IO"410,8 • IO"4

4,6 • 10"4 11,5 • IO“4 43 ■ 10"482 • 10~4

3,1 • 10~‘6,9 • IO"4

312 • IO“4475 • IO"4 700 • IO“4

17 ■ IO-437 • IO’458 • IO"490 • 10~4

3 H 13 H 13 H 13 H 1

0,050,10,160,2

0,050,1

Induktivi­täts­

beiwert

gescherte Permeabi­

lität

7,01965

max. zulässiger 1»L-Wert

2.8 • IO'4 8 • IO“4

40 • IO"4 76 • IO"4

1,1 • IO"4 4 • IO"4

20,3 • 10~4

0,050,1

0,05 0,1 0,15

0,050,10,20,28

nH/w!

5,8 • IO"413,7 • IO"435,4 ■ IO"4

3 H 13 H 13 H 1

19,4 • IO“4 46 • 10-4 102 • IO-4 165 • IO“4

3 H 13 H 13 H 13 H 1

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126

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5 Literatur

radio

127

5.1 Bücher, in denen Gleichspannungswandler beschrieben sind

Telefunken-Laborbuch. Franzis-Verlag, München, Bd. 2, S. 284...297; Bd. 3, S. 322..352.

Gelder, E. u. Hirschmann, W Schaltungen mit Halbleiter-Bauelemen­ten. Herausgeber Siemens AG, Bd. 1, S. 96...146; Bd. 2, S. 58...75.

Valvo-Berichte 3, Herausgeber Valvo GmbH. Bd. III, 6.4. Gleichspan­nungswandler, S. 135...146.

Wagner, S. W. (Herausgeber), Stromversorgung. R. v. Dedcer’s Verlag G. Schenk Hamburg 1964; Wagner, H., 9.2. Transistor-Umformer, S. 588...604.

Bender, G., Das elektronische Foto-Blitzgerät. Franzis-Verlag 1962 (2. Auflage), S. 72...79.

Klein, P. E., Netztransformatoren und Drosseln. Franzis-Verlag 1967, Radio-Praktiker-Bücherei, Bd. 106/107, S. 106...113.

5.2 Zeitschriftenbeiträge

[1] Gelder, E., Der Transistor-Zerhacker im Eintaktbetrieb, mentor, Jg. 24 (1958), H. 1, S. 27...32.

[2] Homilius, K., Eintakt-Gleichspannungswandler mit Transistoren. ATM, Lfrg. 275 (1958), Z 43-7.

[3] Lennartz, H., Gleichspannungswandler für kleine Leistungen. FUNKSCHAU, Jg. 30 (1958), H. 7, S. 161...162.

[4] Taeger, W., Dimensionierungshinweise für transistorbestückte Gleichspannungswandler (Transverter). Frequenz, Bd. 13 (1959), H. 3, S. 90...93.

[5] Hirschmann, W., Transistor-Eintakt-Zerhacker mit lastunabhängi­ger Ausgangsspannung, radio mentor, Jg. 25 (1959), H. 7, S. 526 bis 528, H. 8, S. 613...616, H. 9, S. 713...715.

[6] Butler, F., Transistors invertors and rectifier-filter units. Electro­nic Engineering, 1959, Juli, S. 412...418.

[7] Lincke/mann, G., Schaltvorgänge im Transistor-Kennlinienfeld, radio-mentor, Jg. 25 (1961), H. 11, S. 954...959.

[8] Bamberg, P., Gleichspannungswandler mit geregelter Ausgangs­spannung. Elektronische Rundschau, Jg. 17 (1963), H. 6, S. 289...292.

[9] Thiele, K. u. Bellemon, V.. Ein transistorisiertes elektronisch sta­bilisiertes Miniatur-Hochspannungsgerät. Radio und Fernsehen, Jg. 14 (1965), H. 15, S. 472...475.

128

[10] Gerlach, A., Automatisch geschalteter Transistor-Zerhacker im Elektronenblitzgerät, radio mentor, Jg. 25 (1959), H. 1, S. 34...35.

[11] Limonn, O., Elektronenblitzgeräte mit Transistoren. ELEKTRO­NIK, Jg. 8 (1959), H. 4, S. 107...110.

[12] Riedl, V., Ein Gleichspannungswandler für Elektronenblitzgerät mit den Transistoren OC 604 und OD 603. Funk-Technik, 1959, H. 19, S. 701...703.

[13] Eichholz, H., Ein Automatic-Fotoblitzgerät mit Transistoren. Funk- Technik, 1960, H. 10, S. 382...383.

[14] —, Transistor-Technik im Elektronenblitzgerät. ELEKTRONIK, Jg. 11 (1961), H. 2. S. 197...198.

[15] Reuber, C., Zwei Blitzgeräte und ihre Schaltungen, radio mentor, Jg. 26 (1962), H. 11, S. 929...931.

[16] Oberle, D., Ein leistungsfähiges Elektronenblitzgerät mit Steuer­automatik. FUNKSCHAU, Jg. 36 (1964), H. 2, S. 43...44.

[17] Limann, O., Elektronenblitzgerät Mecablitz 116. FUNKSCHAU, Jg. 37 (1965), H. 22, S. 633...634.

[18] Christmann, D., Elektronenblitzgerät mit definierter Ladung. FUNKSCHAU, Jg. 38 (1966), H. 20, S. 635...636.

[19] Pedier, W., Gleichspannungswandler für Elektronenblitzgeräte. Funk-Technik, 1967, H. 5, S. 147...148, H. 6, S. 181...182, H. 7, S. 222...224, H. 8, S. 266...267.

[20] Lennartz, H., Transformatoren für Gleichspannungswandler großer Leistung. Funk-Technik, 1959, H. 7, S. 213...214.

[21] Blöcker, R., Transistorbestückter Geiger-Müller-Zähler. FUNK­SCHAU, Jg. 31 (1959), H. 1, S. 23...24.

[22] Becker. J., Geiger-Müller-Strahlungsmeßgerät. Funk-Technik, 1966, H. 23, S. 852...854.

[23] Goller, L., Gegentakt-Gleichspannungswandler mit Transistoren. FUNKSCHAU, Jg. 29 (1957), H. 21, S. 595...596.

[24] Haug, A., Einfache Dimensionierung von Gegentakt-Zerhackern, radio-mentor, Jg. 23 (1959), H. 12, S. 964...966.

[25] Norvicki, J. R., Improved high power d. c. convertors. Electronic Engineering, 1961, Okt., S. 637...641.

[26] Gerlach, A. u. Keller, H., Transistor-Gegentakt-Spannungswandler hoher Leistung. FUNKSCHAU, Jg. 35 (1963), H. 5, S. 121...124, H. 10, S. 275...278.

[27] Tetz, J. G., Design and construction of transistor power Conver­ters. QST, Vol. 44 (1960), H. 4, S. 46...50.

[28] Wüstehube, /., Gleichpannungswandler mit Sättigungstransfor­mator. FUNKSCHAU, Jg. 37 (1965), H. 9, S. 233...235.

[29] Korn, ]., Zweipunktgeregelter Gleichspannungswandler. NTZ, 1964, H. 6, S. 295...299.

129

[30] Johnson, R. P., High-power transistorized mobile power supply. QST, Vol. 42 (1958), H. 4, S. 11...16.

[31] Jennings, J. E., 1 kW SSB power supply for 12 volt mobile Opera­tion. CQ, Vol. 16 (1960), H. 8, S. 48...49.

[32] Wenk, K., Transistor-Gleichspannungswandler für Mobilbetrieb. Mobil-QTC, 1960, S. 15...26.

[33] Huber, K. H., Gleichspannungswandler 6/18 Volt. Das DL-QTC, Jg. 20 (1966), H. 11, S. 598...604.

[34] Schrveitzer, H., Zweistufiger Gleichspannungswandler. FUNK­SCHAU, Jg. 39 (1967), H. 21, S. 671...674.

[35] Schrveitzer, H., Hochspannungserzeugung in Transistor-Oszillo­grafen. FUNKSCHAU, Jg. 39 (1967), H. 24, S. 771...775.

[36] KJessrnonn, H., Ein Taschen-Strahlungsmonitor mit Transistoren. Funk-Technik, 1962, H. 9, S. 405...407.

Sachverzeichnis

Permeabilität 23, 82, 125

Hochspannungserzeugung 105

130

Ferritkerne 84, 124Flußwandler 57, 109, 110

Aß-Wert 83Amperewindungen 82, 125Anschwinghilfe 16, 45, 93Arbeitskennlinie 17, 26, 35, 65, 102

Rechteck-Generator 92Restwelligkeit 48Rückkopplung 25, 43, 126Rückschlagspannung 29, 34, 68

Transformator-Berechnung 81Transitfrequenz 83, 122

Ladekondensator 36, 46Luftspalt 84, 125

Gegengleichrichtung 57, 68, 80 Gegentakt-Brückenschaltung 105— -Gleichspannungswandler 99,

111— -Serienschaltung 105— -Zerhacker 90Germanium-Transistoren 123Gleichrichter 36, 46Gleichspannungswandler, mehr­

stufige - 106, 113Greinacher-Schaltung 75

Kollektorstromsättigung 29, 36, 97 Kollektorstrom-Spitzenwert 35,

73, 78,104Kollektor-Verlustleistung 50

Magnetfeld-Arbeitsinhalt 24, 34, 42, 60, 69, 94

magnetische Durchflutung 82— Feldstärke 23, 81— Induktion 81— Sättigung 98Magnetisierungsstrom 23, 42

Eintakt-Gleichspannungswandler33

Eintakt-Zerhacker 15Eisenquerschnitt 82, 84, 124Eisensättigung 29, 102

Sättigungsspannung 18Schaltfrequenz 25, 81, 126Schaltverhältnis 25, 40, 61, 68, 73,

78, 126Selbstinduktion 21Silizium-Gleichrichter 36, 121Silizium-Transistoren 122Speicherkapazität 58Sperrschichttemperatur 52Sperrspannung des Gleichrichters

63Sperrwandler 33,107Stromflußwandler 57Summierwandler 74

FL-Wert 86, 125Impulsbelastbarkeit 53Induktion 23Induktionsgesetz 21Induktionskonstante 82Induktionsspannung 22Induktivität 20, 82Induktivität der Primärwicklung

68, 83, 104, 126Induktivitätsbeiwert 84, 125Induktivitätswert 23, 80 inverser Betrieb eines Transistors

60, 64, 94

131

Ventilspannung beim Gleich­richter 36

Villard-Schaltung 75

Wärmezeitkonstante 52Wirkungsgrad 42, 67, 78,101

Übersetzungsverhältnis 31, 40, 45, 57, 96, 104, 126

Überspannungsschutz 55, 80Umschaltzeit 52, 83Umschwingkapazität 57, 61, 126

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Elektronische Schaltungen mit FotozellenVon Dipl.-Ing. Wilhelm Hennig. — Häufig werden elektronische Schal­tungen mit lichtelektrischen Elementen (Fotozellen, Fotoelementen, Fotowiderständen) gewünscht, so von Beleuchtungsmessern, Dämme­rungsschaltern, Lichtschranken, Lichtrelais und dgl. mehr. Dieser Band bringt eine umfangreiche Sammlung solcher Schaltungen mit Dimen­sionierungen und Funktionsbeschreibungen.2. Auflage. 160 Seiten, 112 Bilder, 6 Tabellen. Cellu-Band DM 5.40. Best.-Nr. 115/116.Umfangs- und Preisänderungen vorbehalten.

FRANZIS-VERLAG MÜNCHEN

Dioden-, Röhren- und TransistorvoltmeterEigenschaften und Schaltungen von elektronischen Voltmetern.Von Ingenieur Otto Limann. — Durch die Verwendung von Halbleitern entstand das große Gebiet der elektronischen Voltmeter. Das Buch gibt eine zusammenfassende Darstellung dieses Gebietes, und es vermittelt die ausführlichen Schaltungen und Beschreibungen einer großen Zahl von Dioden-, Trioden- und elektronischen Gleichspannungsvoltmetern, von Universalvoltmetern, Verstärker- und Breitbandvoltmetern, Gleich­spannungs- und UHF-Millivoltmetern.7. Auflage. 180 Seiten, 160 Bilder. Cellu-Band DM 7.90. Best.-Nr. 33/35.

Fotozellen und ihre AnwendungVon L. Beltz und H. Hesselbach. — Physik der Fotozellen. Der licht­elektrische Effekt. Gas- und Vakuum-Fotozellen. Der Sekundärelek- tronen-Vervielfacher. Sperrschichtzellen und Fotoelemente. Fotoleiter.- Fotozellen-Meßgeräte. Foto-Hilfsgeräte. Fotozellen in der Fernmelde­technik. Fotozellen als Energiequelle. Lichtschalter. Lichtquellen und Strahler. Ein sehr begehrtes kleines Kompendium der lichtelektrischen Zellen.3. Auflage. 128 Seiten, 103 Bilder, 6 Tabellen. Cellu-Band DM 5.40. Best.-Nr. 95/96.

Meßinstrumente und ihre AnwendungKleine Meßkunde für Radio- und Fernseh-Praktiker.Von Werner M. Köhler. — Messen ist das A und O jedes Radio- und Fernsehtechnikers und Elektronikers; aber auch der Liebhaber moder­ner Techniken, wie der Tonband-, Fernsteuer- und Kurzwellenamateur, benötigt eine Anzahl moderner Meßgeräte. Mit Prinzip, Aufbau und Arbeitsweise neuzeitlicher Meßinstrumente macht der vorliegende Band gründlich, aber nicht zu weitschweifig bekannt; er vermittelt das Wissen von den Meßinstrumenten, das für deren richtige Anwendung vonnöten ist.2. Auflage. 128 Seiten, 116 Bilder, 3 Tabellen. Cellu-Band DM 5.40.Best.-Nr. 111/112.

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3. Aufl., 64 Seiten, 40 Bilder.

* In Vorbereitung.

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... 116 Bilder, 3 Tab.Experimente (G. Bü

., 68 S., 86 Bild , 3 Tab.(Dipl.-Phys.

64 Seiten,

Taschen-Lehrbuch der Fernsehemp­fänger-Reparaturtechnik (Heinz Lum­mer). 268 Seiten, 230 Bilder, 22 Tab.

■geln und ihr Selbst-_______ H. Böhm).3. Aufl., 132 Seiten, 53 Bilder.

103 Die Wobbelsender (H. Sulaner).3. Aufl., 64 Seiten, 40 Bilder. ..

104 Transistorsender für die Fernsteue­rung (H. Bruß). 3. Aufl , 68 Seiten, 51 Bilder, 4 Tafeln, 2 Nomogramme.

fsprecher u. Lautsprechergehäuse HiFi (Dipl.-Ing. H. H. Klinger).

‘ww 4. Aufl., 124 Seiten, 112 Bilder, 5 Tab.

106 Netztransformatoren und Drosseln iq7 (Dr.-Ing. Paul E. Klein). 2. Auflage,

128 Seilen, 55 Bilder, 56 Tabellen.108 Amateurfunk-Superhets (G. E. Ger-

zelka). 2. Aufl., 64 Seiten, 13 Bilder, 8 Tabellen.

109 Transistor-Amateurfunkgeräte für das110 2-m-Band (J. Reithofer).

6. Aufl., 64 Seiten, 87 Bilder.

100 Daten- und Tabellensammlung Radiopraktiker (H G. Mende). 2. Aurl., 96 Seiten, 40 Bilder, 50 Tabellen.

101 Elektronische Or<]Q2 bau (Dr. Rainer

128 Meßsender, Freauenzmesser und130 Multivibratoren (Hans Sutaner). 160

93 Transistorschaltun«94 fernsteuerung (H.

5 Aufl., 128 Seiten, 102 Bilder, 8 Tab.

95 Fotozellen und ihre Anwendung9z (L Beilz und H. Hesselbach). 3. Aufl.,

128 Seiten, 103 Bilder, 6 Tabellen.

97 Kleines Stereo-Praktikum98 (Ing. Fritz Kühne u. Karl Tetzner).

4. ÄufL, 136 Seiten, 100 Bilder. *99 Wie arbeite ich mit dem Elektronen­

strahl-Oszillografen? (H Sutaner).

Fortsetzung von der zweiten Umschlagseite

76 Bastelpraxis Band II. Theoretische und praktische Grundlagen (Werner W. Diefenbach). 7. Aufl.76 Seiten, 93 Bilder, 11 Tabellen.

77 Der Selbstbau von Meßeinrichtungen 77a für die Funkwerkstatt (Ernst Nieder).

2 Aufl., 120 Seiten, 108 Bilder.111 Meßinstrumente und ihre Anwen-112 düng (W. M. Köhler).

2. Aufl., 128 S., 116 , 2113 Elektronische

scher). 3. Aufl114 Halbleiter-Experimente

J. Kleemann). 2. Aufl.,52 Bilder, 20 Tabellen.

115 Elektronische Schaltungen mit Foto- iiz zellen (Wilhelm Hennig). 2. Aufl.,

160 Seiten, 112 Schaltbilder, 6 Tab.117 Einseitenbandtechnik für den Funk-118 amateur (Friedh. Hillebrand). 2. Aufl.,

148 Seiten, 118 Bilder, 12 Tabellen119 Gedruckte Schaltungen (Hans Suta- ]20 ner). 128Seiten, 49Bilder, 2 Tabellen.

121 Bastelpraxis Band IV. Transistor-123 praxis (Werner W. Diefenbach). 2.

Aufl., loO Seiten, 125 Bilder, 16 Tab.124 Technische Akustik (H H Klinger).125 120 Seiten, 75 Bilder, 17 Tabellen.

126 Betriebstechnik des Amateurfunks127 (Hans-Joachim Henske). 128 Seiten,

" w 6. Aufl., 120 Seiten, 106 Bilder, 3 Tab.

79 Bastelpraxis Band III. Praktischer 79a Aufbau von einfachen Prüfgeräten

und Empfängern vom Detektor bis zum Super, dazu Verstärker, KW- und Zusatzgeräte (Werner W. Die­fenbach). 7. Auflage, 144 Seifen, 149 Bilder.

80 Das Spulenbuch — Hochf requenz- 80b spulen (Hans Sutaner). 5. Aufl., 192

Seiten, 109 Bilder und Schaltungen, 16 Tabellen, 15 Nomogramme.

81 Die elektrischen Grundlagen83 Radiotechnik (Kurt Leucht).

9. Aufl., 272 Seiten, 169 Bilder, viele Tabellen, 1 Lösungsheft.

84 Fernsehantennen-Praxis (Herbert G. Mende). 10. Aufl., 68 Seiten, 43 Bil­der, 6 Tabellen.

85 Hi-Fi-Schaltungs- und Baubuch (FritzKühne). 7. Aufl., 64 Seiten, 33 Bilder, 3 Tabellen. *

86 Berufskunde für Radio- und Fernseh-87 techniker und verwandte Berufe

(Dipl.-Ing. Georg Rose). 3. Auflage, 144 Seiten, 2 Tafeln.

88 Schliche und Kniffe für Radioprak­tiker Teil II " ‘ ”64 Seiten, 57

ifänger (Eckhard-Heinz Manz- '■ iqe, 192 Seiten, 149 Bil-

iflen.iqer mit Röhren und

______ ___________ (Hans Sutaner).3. Auflage, 144 Seiten, 115 Bilder.

igen für die Modell- Bruß).

(Fritz Kühne). Bilder.

89 Autoempfana— ■ 2. Aufla«

der, 16 Tabel91 Superhet-Empfäm92 mit Halbleitern I

27 Bilder, 5 Tabellen.Frequenzmesser

(A,Seiten, 125 Bilder.

131 Elektronische Grundschaltungen133 (Hans Schweigert). 208 Seiten,

Bilder, 4 Tabellen.134 Kleines Halbleiter-ABC (Gustav735 Büscher). 112 S., 100 Bilder, 18 Tab.

137 Farbfernsehen (Dr.-Ing. Klaus Wel-140 land). 2. Aufl., 52 Seiten Großfor­

mat, 46 Bilder.141 Dipmeter mit Röhren, Transistoren749 und Tunneldioden (J. Reithofer). 116

Seiten, 92 Bilder, 5 Tabellen.143 Stereo-Decoder, Funktion und Schal-744 tungstechnik (Ludwig Ratheiser).

132 Seiten, 48 Bilder.145 Transistor-GleichspannungswandlerTTÄ (Helmut Schweitzer). 132 Seiten, 66

Bilder, 6 Tabellen.147 Erfolgreicher Fernseh-Service.

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H. Schweitzer ist Entwicklungsingenieur und Abteilungsleiter in einer Münchener Elektronikfirma, die Präzisionsmeßgeräte entwickelt und her­stellt. Im Jahre 1934 faszinierte den 13jährigen Oberschüler die eben­falls noch junge Radiotechnik. Regelmäßige Reparaturarbeiten für den Fachhandel brachten ihm die ersten praktischen Erfahrungen, die den späteren autodidaktischen Werdegang prägten. Noch während des Krieges boten sich Betätigungsfelder in der Industrie und in For­schungsinstituten. Es schlossen sich Aufgaben an in Reparaturtechnik, Fachschulung, Rundfunkgeräteindustrie und Hochschulforschung. Das vielseitige Interesse schloß auch die Amateurfunktechnik em. Den ab 1948 ins UKW-Neuland vorgedrungenen Kurzwellen-Amateuren ist das Rufzeichen DL 3 TO ein historischer Begriff.Als Verfasser von unzähligen Fachbeiträgen, die sic in- und ausländische Fachzeitschriften verteilen, und al Bücher wagte sich H. Schweitzer besonders an aktuel der Elektronik heran, die er wie das des vorliegen mit Gründlichkeit behandelte.

Der Wunsch, eine gegebene Gleichspannung in eine andere, vor allem höhere Spannung umzuwandeln, besteht, solange man mit Gleichspannungen arbeitet. Aber erst die Transistortechnik ebnete den Weg zu unkomplizierten und verläßlich funktionierenden An­ordnungen. Der für Transistorgeräte im allgemeinen häufig be­vorzugte Batteriebetrieb fordert die Wandlertechnik heraus. Trotz bemerkenswerter Einfachheit der Schaltungen ist dem Tran­sistorwandler ohne ein besonderes fachliches Verständnis nicht beizukommen.

Hierbei Hilfe zu leisten, soll Zweck dieses Buches sein. Methoden und Arbeitsweise der Gleichspannungswandlung werden durch­leuchtet, erprobte Schaltungen runden das aktuelle Thema ab, das Geräteentwickler, Amateure und andere Fachleute gleicher­maßen interessiert.