LTC4267

14267f

3.3Vの絶縁電源付きクラス2のPD

PVCC

PWRGD

NGATE

SENSE

ITH/RUN

VFB

PGND

POUT

VPORTP

RCLASS

SIGDISA

VPORTN

LTC4267

++

RCLASS68.1Ω

1%

5µFMIN

10k

470

100k

60.4k

PVCC

PVCC

4.7µF

320µF

22nF

•

•

PA1133

PS2911

BA5516

TLV431

SBM1040

SMAJ58A

3.3V1.5A

CHASSISHD01

+

–

+

–HD01

–48VFROM

DATA PAIR

–48VFROM

SPARE PAIR

4267 TA01

Si3440

0.1Ω

6.8k

10k0.1µF

特長 IEEE 802

®.3af Powered Device (PD) 用の完全なパワー・イン

タフェース・ポート 100V、400mA UVLOスイッチを内蔵 高精度の2レベル突入電流制限 電流モード・スイッチング・レギュレータを内蔵 ディスエーブル付き25kΩシグネチャ抵抗を内蔵 プログラム可能な分類電流（クラス0～4） サーマル過負荷保護機能 パワーグッド信号 誤差アンプと電圧リファレンスを内蔵 高さの低い16ピンSSOPパッケージと3mm×5mm DFNパッケージ

アプリケーション IP電話のパワー・マネジメント 無線アクセス・ポイント 監視カメラ Power Over Ethernet 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。

他のすべての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。802はInstitute of Electrical and Electronics Engineers, Incの登録商標です。

概要LTC®4267はIEEE 802.3af準拠のPowered Device（PD：受電装置）インタフェースに電流モードのスイッチング・レギュレータを組み合わせて、PDアプリケーションの完全な電源ソリューションを提供します。LTC4267は、25KΩのシグネチャ抵抗、分類電流ソース、サーマル過負荷保護、シグネチャ・ディスエーブルおよびパワーグッド信号に加えて、IEEEの要求するダイオード・ブリッジ用に最適化された低電圧ロックアウトを内蔵しています。高精度の2レベル入力電流制限により、大きな負荷コンデンサを充電可能で、従来のPoEシステムとインタフェース可能です。

電流モードのスイッチング・レギュレータは6V定格のNチャネルMOSFETをドライブするように設計されており、プログラム可能なスロープ補償、ソフトスタート、および固定周波数動作を特長にしているので軽負荷でもノイズを小さく抑えます。LTC4267には誤差アンプと電圧リファレンスが内蔵されていますので、絶縁構成と非絶縁構成のどちらでも使用できます。

LTC4267は省スペースの高さの低い16ピンSSOPパッケージまたはDFNパッケージで供給されます。

標準的応用例

スイッチング・レギュレータ内蔵のPower over Ethernet

IEEE 802.3af PDインタフェース

LTC4267

24267f

パッケージ/発注情報

ORDER PART NUMBER

DFN PART* MARKING

より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。*温度等級は出荷時のコンテナのラベルで識別されます。

4267

LTC4267CDHCLTC4267IDHC

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

VPORTN Supply Voltage Voltage with Respect to VPORTP Pin Maximum Operating Voltage (Notes 4, 5, 6) –57 V Signature Range –1.5 –9.5 V Classification Range –12.5 –21 V UVLO Turn-On Voltage –34.8 –36.0 –37.2 V UVLO Turn-Off Voltage –29.3 –30.5 –31.5 VVTURNON PVCC Turn-On Voltage Voltage with Respect to PGND 7.8 8.7 9.2 VVTURNOFF PVCC Turn-Off Voltage Voltage with Respect to PGND 4.6 5.7 6.8 VVHYST PVCC Hysteresis VTURNON – VTURNOFF 1.5 3.0 VVCLAMP1mA PVCC Shunt Regulator Voltage IPVCC = 1mA, VITH/RUN = 0V, Voltage 8.3 9.4 10.3 V with Respect to PGND

ORDER PART NUMBER

GN PART MARKING

42674267I

LTC4267CGNLTC4267IGN

TJMAX = 125°C, θJA = 43.5°C/W EXPOSED PAD (PIN 17)

MUST BE SOLDERED TO ELECTRICALLY ISOLATED PCB HEAT SINK

TJMAX = 150°C, θJA = 90°C/W

16

15

14

13

12

11

10

9

17

1

2

3

4

5

6

7

8

TOP VIEW

DHC16 PACKAGE16-LEAD (3mm × 5mm) PLASTIC DFN

ITH/RUN

PGND

NGATE

PVCC

RCLASS

NC

VPORTN

NC

VFB

PGND

SENSE

VPORTP

SIGDISA

PWRGD

POUT

NC

TOP VIEW

GN PACKAGE16-LEAD NARROW PLASTIC SSOP

1

2

3

4

5

6

7

8

16

15

14

13

12

11

10

9

PGND

ITH/RUN

NGATE

PVCC

RCLASS

NC

VPORTN

PGND

PGND

VFB

SENSE

VPORTP

SIGDISA

PWRGD

POUT

PGND

絶対最大定格(Note 1) VPORTP電圧を基準にしたVPORTN ........................... 0.3V～-100V POUT、SIGDISA、PWRGDの 　電圧 .......................................... VPORTN + 100V～VPORTN-0.3V PVCCからPGNDへの電圧 (Note 2) 　低インピーダンス・ソース ..................................... -0.3V～8V 　供給される電流 .....................................................PVCCへ5mA RCLASS電圧 ................................... VPORTN + 100V～VPORTN-0.3V PWRGD電流 ......................................................................... 10mA RCLASS電流 ......................................................................... 100mA NGATEからPGNDへの電圧 ......................................-0.3V～PVCC VFB、ITH/RUNからPGNDへの電圧 ............................ -0.3V～3.5V

SENSEからPGNDへの電圧 ......................................... -0.3V～1V NGATEピーク出力電流(<10µs) .................................................1A 動作周囲温度範囲 　LTC4267C ................................................................. 0～70 　LTC4267I ..............................................................-40～85接合部温度　GNパッケージ ..................................................................150 　DHCパッケージ ................................................................125 保存温度範囲 ......................................................-65～150 リード温度 (半田付け、10秒) .............................................300

電気的特性は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25での値。（Note 3）

LTC4267

34267f

電気的特性は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25での値。（Note 3）SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

VMARGIN VCLAMP1mA – VTURNON Margin 0.05 0.6 VIVPORTN_ON VPORTN Supply Current when ON VPORTN = –48V, POUT, PWRGD, SIGDISA Floating 3 mAIPVCC_ON PVCC Supply Current (Note 7) Normal Operation VITH/RUN – PGND = 1.3V 240 350 µA Start-Up PVCC – PGND = VTURNON – 100mV 40 90 µAIVPORTN_CLASS VPORTN Supply Current VPORTN = –17.5V, POUT Tied to VPORTP, RCLASS, 0.35 0.5 0.65 mA During Classification SIGDISA Floating (Note 8)∆ICLASS Current Accuracy 10mA < ICLASS < 40mA, –12.5V ≤ VPORTN ≤ –21V ±3.5 % During Classification (Notes 9, 10)RSIGNATURE Signature Resistance –1.5V ≤ VPORTN ≤ – 9.5V, POUT Tied to VPORTP, 23.25 26.00 kΩ IEEE 802.3af 2-Point Measurement (Notes 4, 5) RINVALID Invalid Signature Resistance –1.5V ≤ VPORTN ≤ – 9.5V, SIGDISA and POUT Tied to 9 11.8 kΩ VPORTP, IEEE 802.3af 2-Point Measurement (Notes 4, 5) VIH Signature Disable With Respect to VPORTN 3 57 V High Level Input Voltage High Level Invalidates Signature (Note 11) VIL Signature Disable With Respect to VPORTN 0.45 V Low Level Input Voltage Low Level Enables Signature RINPUT Signature Disable, Input Resistance With Respect to VPORTN 100 kΩ VPG_OUT Power Good Output Low Voltage I = 1mA VPORTN = –48V, 0.5 V PWRGD Referenced to VPORTN

Power Good Trip Point VPORTN = –48V, Voltage between VPORTN and POUT VPG _FALL POUT Falling 1.3 1.5 1.7 V VPG_RISE POUT Rising 2.7 3.0 3.3 VIPG_LEAK Power Good Leakage Current VPORTN = 0V, PWRGD FET Off, VPWRGD = 57V 1 µARON On-Resistance I = 350mA, VPORTN = –48V, Measured from 1.0 1.6 Ω VPORTN to POUT (Note 10) 2 Ω

VITHSHDN Shutdown Threshold (at ITH/RUN) PVCC – PGND = VTURNON + 100mV 0.15 0.28 0.45 VITHSTART Start-Up Current Source at ITH/RUN VITH/RUN – PGND = 0V, PVCC – PGND = 8V 0.2 0.3 0.4 µAVFB Regulated Feedback Voltage Referenced to PGND, PVCC – PGND = 8V (Note 12) 0.780 0.800 0.812 VIFB VFB Input Current PVCC – PGND = 8V (Note 12) 10 50 nAgm Error Amplifier Transconductance ITH/RUN Pin Load = ±5µA (Note 12) 200 333 500 µA/V∆VO(LINE) Output Voltage Line Regulation VTURNOFF < PVCC < VCLAMP (Note 12) 0.05 mV/V∆VO(LOAD) Output Voltage Load Regulation ITH/RUN Sinking 5µA, PVCC – PGND = 8V (Note 12) 3 mV/µA ITH/RUN Sourcing 5µA, PVCC – PGND = 8V (Note 12) 3 mV/µAIPOUT_LEAK POUT Leakage VPORTN = 0V, Power MOSFET Off, 150 µA POUT = 57V (Note 13)ILIM_HI Input Current Limit, High Level VPORTN = –48V, POUT = –43V (Note 14, 15) 0°C ≤ TA ≤ 70°C 325 375 400 mA –40°C ≤ TA ≤ 85°C 300 375 400 mAILIM_LO Input Current Limit, Low Level VPORTN = –48V, POUT = –43V (Note 14, 15) 80 140 180 mAfOSC Oscillator Frequency VITH/RUN – PGND = 1.3V, PVCC – PGND = 8V 180 200 240 kHzDCON(MIN) Minimum Switch On Duty Cycle VITH/RUN – PGND = 1.3V, VFB – PGND = 0.8V, 6 8 % PVCC – PGND = 8VDCON(MAX) Maximum Switch On Duty Cycle VITH/RUN – PGND = 1.3V, VFB – PGND = 0.8V, 70 80 90 % PVCC – PGND = 8V

LTC4267

44267f

Note 1: 絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命に影響を及ぼす値。

Note 2: PVCCの内部クランプ回路はPGNDを基準にして9.4Vに自己を安定化する。

Note 3: LTC4267は-1.5V～-57Vの範囲の負電源電圧で動作する。混乱を避けるため、PDインタフェースの電圧は常に絶対値で表示される。「最大負電圧」のような用語は最も大きな負電圧を指し、「上昇する負電圧」は負方向に大きくなる電圧を指す。

Note 4: LTC4267はPSEとPD間の2個の極性保護ダイオードの電圧降下を使って動作するように設計されている。「電気的特性」のセクションで規定されているパラメータの範囲はこの製品のピンを基準にしており、これらのダイオードの電圧降下を含めたときにIEEE 802.3afの仕様を満たすように設計されている。「アプリケーション情報」のセクションを参照。

Note 5: シグネチャ抵抗値はIEEE 802.3afで規定されている2ポイントΔV/ΔI方式を使って測定される。PDのシグネチャ抵抗値はダイオードの抵抗値を考慮して25kΩからオフセットさせる。2個の直列ダイオードを使うと、全PD抵抗は23.75kΩ～26.25kΩになり、IEEE 802.3afの仕様を満たす。LTC4267のピンで測定された最小プローブ電圧は-1.5V～-2.5Vである。最大プローブ電圧は-8.5V～-9.5Vである。

Note 6: このPDインタフェースのUVLO電圧には、起動時の発振を防ぐためヒステリシスが含まれている。IEEE 802.3afの規定にしたがって、PDは最初のトライアルで直列抵抗値が20Ωの電圧源から起動する。

Note 7: スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により動作時消費電流は高くなる。

Note 8: IVPORTN_CLASSにはRCLASSピンでプログラムされた分類電流は含まれない。分類モードの全電流はIVPORTN_CLASS + ICLASSとなる（Note：9を参照）。

Note 9: ICLASSはRCLASSを流れる電流の測定値である。ΔICLASSの精度はICLASS = 1.237/RCLASSとして定義される理想電流を基準にしている。電流精度の仕様にはRCLASS抵抗のバラツキは含まれない。PDの全分類電流にはICの消費電流（IVPORTN_CLASS）も含まれる。「アプリケーション情報」を参照。

Note 10: DHCパッケージの場合、このパラメータは設計とウェハ・レベルのテストで確認されている。

Note 11: 25kΩシグネチャをディスエーブルするには、SIGDISAをVPORTPに接続するか、VPORTNを基準にしてSIGDISAを”H”に保つ。「アプリケーション情報」を参照。

Note 12: このスイッチング・レギュレータはITH/RUNを電流制限範囲の中点に保ったまま、VFBを誤差アンプの出力にサーボ制御する帰還ループでテストされる。

Note 13: IPOUT_LEAKにはパワーグッド・ステータス回路によってPOUTを通って流れる電流が含まれる。この電流は25kΩシグネチャ抵抗で補償され、PDの動作には影響を与えない。

Note 14: LTC4267 PDインタフェースにはサーマル保護機能が備わっている。温度が上昇し過ぎると、デバイスの温度が高温リミットより下に下がるまで、PDインタフェースはスイッチング・レギュレータをオフする。LTC4267はPSEによる誤った分類プローブによる熱的損傷に対しても保護されている。LTC4267が高温スレッショルドを超えると、分類負荷電流はディスエーブルされる。

Note 15: このPDインタフェースには2レベルの入力電流制限が備わっている。起動時、POUTの負荷コンデンサが充電する前、PDの電流レベルは低いレベルに設定される。負荷コンデンサが充電され、POUT - VPORTNの電圧差がパワーグッド・スレッショルドより小さくなると、PDは高レベルの電流制限に切り替わる。入力電圧がUVLOターンオフ・スレッショルドより下に下がるまで、PDは高レベルの電流制限に留まる。

Note 16: ピーク電流検出電圧はデューティ・サイクルとSENSEピンに直列のオプションの外付け抵抗(RSL)に依存して減少する。詳細については、「アプリケーション情報」セクションのプログラム可能なスロープ補償機能を参照。

Note 17: 設計により保証。

Note 18: このPDインタフェースには短時間の過負荷状態のあいだデバイスを保護するための過熱保護機能が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は125を超える。規定された最高動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なうおそれがある。

SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

tRISE NGATE Drive Rise Time CLOAD = 3000pF, PVCC – PGND = 8V 40 nstFALL NGATE Drive Fall Time CLOAD = 3000pF, PVCC – PGND = 8V 40 nsVIMAX Peak Current Sense Voltage RSL = 0, PVCC – PGND = 8V (Note 16) 90 100 115 mVISLMAX Peak Slope Compensation Output Current PVCC – PGND = 8V (Note 17) 5 µAtSFST Soft-Start Time PVCC – PGND = 8V 1.4 msTSHUTDOWN Thermal Shutdown Trip Temperature (Notes 14, 18) 140 °C

電気的特性は全動作温度範囲の規格値を意味する。それ以外はTA＝25での値。（Note 3）

LTC4267

54267f

標準的性能特性

入力電流と入力電圧25k検出範囲 入力電流と入力電圧 入力電流と入力電圧

入力電流と入力電圧 シグネチャ抵抗と入力電圧正規化されたUVLOスレッショルドと温度

パワーグッド出力の“L”電圧と電流 POUTリーク電流 電流制限と入力電圧

VPORTN VOLTAGE (V)0

0

INPU

T CU

RREN

T (m

A)

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

–2 –4 –6 –8

4267 G01

–10

TA = 25°C

VPORTN VOLTAGE (V)–12

9.0

INPU

T CU

RREN

T (m

A)

9.5

10.5

11.0

11.5

–14 –16

4267 G03

10.0

–18 –20 –22

12.0

85°C

–40°C

CLASS 1 OPERATION

VPORTN VOLTAGE (V)0

0

INPU

T CU

RREN

T (m

A)

10

20

30

40

50

–10 –20 –30 –40

4267 G02

–50 –60

CLASS 4

CLASS 3

CLASS 2

CLASS 1

CLASS 0

TA = 25°C

VPORTN VOLTAGE (V)

0

INPU

T CU

RREN

T (m

A)

1

2

3

–45 –55

4267 G04

–60–40 –50

EXCLUDES ANY LOAD CURRENTTA = 25°C

VPORTN VOLTAGE (V)

–122

V1:V2:

SIGN

ATUR

E RE

SIST

ANCE

(kΩ

)

23

25

26

27

–3 –5

4267 G05

24

–7 –9–6 –10–2 –4 –8

28RESISTANCE =

DIODES: S1BTA = 25C

= ∆V∆I

V2 – V1I2 – I1

IEEE UPPER LIMIT

IEEE LOWER LIMIT

LTC4267 + 2 DIODES

LTC4267 ONLY

CURRENT (mA)0

V PG_

OUT

(V)

2

3

8

4267 G07

1

02 4 6 10

4TA = 25°C

POUT PIN VOLTAGE (V)0

0

V OUT

CUR

RENT

(µA)

30

60

120

90

20 40

4267 G08

60

VIN = 0VTA = 25°C

VPORTN VOLTAGE (V)–40

CURR

ENT

LIM

IT (m

A)

200

–60

4267 G09

100–45 –50 –55

400

300

85°C

85°C

– 40°C

– 40°C

HIGH CURRENT MODE

LOW CURRENT MODE

TEMPERATURE (C)–40

–2

NORM

ALIZ

ED U

VLO

THRE

SHOL

D (%

)

–1

0

1

2

–20 0 20 40

4267 G06

60 80

APPLICABLE TO TURN-ON AND TURN-0FF THRESHOLDS

LTC4267

64267f

リファレンス電圧と温度 リファレンス電圧と電源電圧 発振器周波数と温度

発振器周波数と電源電圧PVCC低電圧ロックアウト・スレッショルドと温度

PVCCシャント・レギュレータ電圧と温度

IPVCC電源電流と温度

PVCC SUPPLY VOLTAGE (V)6

799.0

V FB

VOLT

AGE

(mV)

799.2

799.6

799.8

800.0

801.0

800.4

7 8 8.5

4267 G11

799.4

800.6

800.8

800.2

6.5 7.5 9 9.5

TA = 25°CPVCC ≤ VCLAMP1mA

TEMPERATURE (°C)–50

OSCI

LLAT

OR F

REQU

ENCY

(kHz

)

–10 30 70 110

4267 G13

–30 10 50 90

PVCC = 8V(WITH RESPECT TO PGND)

240

230

220

210

200

190

180

PVCC SUPPLY VOLTAGE (V)6

190

OSCI

LLAT

OR F

REQU

ENCY

(kHz

)

194

198

202

6.5 7 7.5 8

4267 G14

8.5

206

210

192

196

200

204

208

9

TA = 25°C

TEMPERATURE (°C)–50

5.0

P VCC

UND

ERVO

LTAG

E LO

CKOU

T (V

)

5.5

6.5

7.0

7.5

10.0

8.5

–10 30 50

4267 G16

6.0

9.0

9.5

8.0

–30 10 80 90 110

VTURNON

VTURNOFF

TEMPERATURE (°C)–50

9.0

P VCC

(V)

9.1

9.3

9.4

9.5

10.0

9.7

–10 30 50

4267 G17

9.2

9.8

9.9

9.6

–30 10 70 90 110

IPVCC = 1mA

TEMPERATURE (°C)–50

215

SUPP

LY C

URRE

NT (µ

A)

220

230

235

240

265

250

–10 30 50

4267 G18

225

255

260

245

–30 10 70 90 110

PVCC = 8VVITH/RUN = 1.3V

TEMPERATURE (°C)–50

V FB

VOLT

AGE

(mV)

70 90

4267 G10

–10 10–30 30 50 110

812

808

804

800

796

792

788

PVCC = 8V

標準的性能特性

LTC4267

74267f

標準的性能特性

ピーク電流検出電圧と温度 ソフトスタート時間と温度

起動IPVCC電源電流と温度ITH/RUNシャットダウン・スレッショルドと温度 ITH/RUN起動電流ソースと温度

TEMPERATURE (°C)–50

0

STAR

T-UP

SUP

PLY

CURR

ENT

(µA)

10

20

30

40

–10 30 70 110

4267 G19

50

60

–30 10 50 90

PVCC = VTURNON – 0.1V

TEMPERATURE (°C)–50

SHUT

DOW

N TH

RESH

OLD

(mV)

300

350

400

70 90

4267 G20

250

200

–10 10–30 30 50 110

150

100

450

TEMPERATURE (°C)–50

0

I TH/

RUN

PIN

CURR

ENT

SOUR

CE (n

A)

100

200

300

400

–10 30 70 110

4267 G21

500

600

–30 10 50 90

PVCC = VTURNON + 0.1VVITH/RUN = 0V

TEMPERATURE (°C)–50

SENS

E PI

N VO

LTAG

E (m

V)

100

110

110

4267 G22

90

80–10 30 70–30 10 50 90

120

95

105

85

115

PVCC = 8V

TEMPERATURE (°C)–50

SOFT

-STA

RT T

IME

(ms)

2.0

3.0

110

4267 G23

1.0

0–10 30 70–30 10 50 90

4.0

1.5

2.5

0.5

3.5

LTC4267

84267f

ピン機能　（GN/DHC）

ITH/RUN（ピン2/ピン1）：電流スレッショルド/起動入力。このピンは2つの機能を果たします。起動/シャットダウン制御入力として機能するとともに、スイッチング・レギュレータの誤差アンプの補償点として機能します。公称電圧範囲は0.7V～1.9Vです。このピンをPGNDを基準にして0.28Vより下に強制するとコントローラはシャットダウンします。

PGND（ピン1、8、9、16/ピン2、15)：スイッチング・レギュレータの負電源。このピンはスイッチング・レギュレータ・コントローラの負電源レールで、POUTに接続する必要があります。

NGATE（ピン3/ピン3）：ゲート・ドライバ出力このピンはレギュレータの外部NチャネルMOSFETをドライブし、PGNDからPVCCまでスイングします。

PVCC（ピン4/ピン4）：スイッチング・レギュレータの正電源。このピンはスイッチング・レギュレータの正電源レールで、PGNDに接近させてデカップリングする必要があります。

RCLASS（ピン5/ピン5）：分類選択入力。分類時にPDが維持する電流値を設定するのに使われます。RCLASSとVPORTNのあいだに抵抗を接続します（表2を参照）。

VPORTN（ピン7/ピン7）：負の電源入力。入力ダイオードを介してシステムの-48V入力ポートに接続します。

POUT（ピン10/ピン10）：電源出力。入力電流を制限する内部パワーMOSFETを通して-48Vをスイッチング・レギュレータのPGNDピンとPDの他のすべての負荷に供給します。電圧がターンオンUVLOスレッショルドに達するまで、POUTは高インピーダンスになります。その後、出力は電流制限されます。「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

PWRGD（ピン11/ピン11）：オープン・ドレインのパワーグッド出力。PD MOSFETがオンしてスイッチング・レギュレータが動作を開始できることを知らせます。低インピーダンスだと電源が使用可能であることを示します。PWRGDは検出時、分類時、および熱的過負荷状態では高インピーダンスになります。PWRGDはVPORTNを基準にしています。

SIGDISA（ピン12/ピン12）：シグネチャ・ディスエーブル入力。PDはSIGDISAにより無効のシグネチャ抵抗値を与えて非アクティブ状態に留まることができます。SIGDISAをVPORTPに接続するとシグネチャ抵抗値が無効な値にまで下がり、LTC4267のすべての機能がディスエーブルされます。使用しない場合、SIGDISAをVPORTNに接続します。

VPORTP（ピン13/ピン13）：正電源入力。入力ダイオードを介して入力ポートの電源リターンに接続します。

SENSE（ピン14/ピン14）：電流センス。このピンは2つの機能を果たします。外付けの電流センス抵抗の両端の電圧を検出して、レギュレータのスイッチ電流をモニタします。また、オプションの外付けプログラミング抵抗両端にスロープ補償電圧を生じさせる電流ランプを注入します。「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

VFB（ピン15/ピン16）：帰還入力。出力に接続された外部抵抗分割器からの帰還電圧を受け取ります。

NC（ピン6/ピン6、8、9）：内部接続なし。

裏面の接続（DHCのみ、ピン17）：露出パッド。この露出パッドは電気的に絶縁された熱伝導性の高いPCボードのヒートシンクに半田付けする必要があります。

LTC4267

94267f

4267 BD

VPORTN

BOLD LINE INDICATES HIGH CURRENT PATH

POUT

–

+

PGND

RCLASS

PWRGD

CONTROLCIRCUITS

INPUT CURRENT LIMIT

POWER GOOD

CLASSIFICATIONCURRENT LOAD

1.237V

EN375mA

140mA

9k

16k

–

+

EN25k

SIGNATURERESISTOR

VPORTP SIGDISA

–

+–

+

SLOPECOMP

CURRENTRAMP

PVCC

GATEDRIVER

NGATE

SENSE

200kHzOSCILLATOR

UNDERVOLTAGELOCKOUT

QR

CURRENTCOMPARATOR

SHUTDOWNCOMPARATOR

SHUTDOWN

S

20mV

ITH/RUN

ERRORAMPLIFIER

VFB

SOFT-STARTCLAMP

VCCSHUNT

REGULATOR

SWITCHINGLOGIC ANDBLANKINGCIRCUIT

0.28V PVCC <VTURNON

0.3µA

PVCC

–

+

1.2V

800mVREFERENCE

アプリケーション情報インタフェースはIEEE 802.3af規格に準拠したPDのフロントエンドとして使用することが意図されており、調節された25kΩシグネチャ抵抗、分類用電流源、および入力電流制限回路を備えています。これらの機能がLTC4267に内蔵されているので、IEEE 802.3afのすべての必要条件を満たすPD用のシグネチャとパワーのインタフェースを最少の外付け部品で作成することができます。

LTC4267のスイッチング・レギュレータの部分は固定周波数の電流モード・コントローラで、Power over Ethernetのアプリケーション向けに最適化されています。このレギュレータは6VのNチャネルMOSFETをドライブするように設計されており、ソフトスタートとプログラム可能な補償を備えています。内蔵誤差アンプと高精度リファレンスにより、PDの設計者は外付けのアンプやリファレンスの必要性なしに非絶縁トポロジーを選択することができます。LTC4267は、IEEEに準拠した給電装置（PSE）と、IEEE 802.3afの仕様の突入電流に関する要件を満たしていない従来からのPSEの両方とインタフェースするように特に設計されています。LTC4267を使

用しているPDは、初期突入電流制限を低いレベルに設定することにより、起動時にPSEから流れる電流を最小に抑えます。 起動後、LTC4267は高レベルの電流制限に切り替わるので、IEEE 802.3afに準拠したPSEが存在する場合、PDは最大12.95W消費することができます。この低レベル電流制限により、LTC4267はIEEE 802.3afの規定する突入電流リミットを超すことなく任意の大きさの負荷コンデンサを充電することもできます。この2レベル電流制限により、システム設計者はIEEE 802.3afシステムで利用可能な高電力の利点を利用できるだけでなく、従来のPSEと互換性のあるPDを柔軟に設計することができます。

PDのパワーとシグネチャのインタフェース機能のためにLTC4267を使うと、いくつかの利点が得られます。LTC4267の電流制限回路には100V、400mAのパワーMOSFETが内蔵されています。

ブロック図

LTC4267

104267f

図1．入力電圧の関数としての出力電圧、PWRGD出力およびPD電流

DETECTION V1

CLASSIFICATION

UVLOTURN-ON

UVLOOFF

POWERBAD

UVLOOFF

UVLOON

UVLOTURN-OFF

τ = RLOAD C1

PWRGD TRACKSVPORTN

DETECTION V2–10

TIME

–20

–30

V POR

TN (V

)

–40

–50

–10

TIME

–20

–30P OUT

(V)

–40

–50

–10

TIME

–20

–30PW

RGD

(V)

–40

–50

ICLASS

PD C

URRE

NT

ILIM_LO

dVdt

ILIMITC1

=

POWERBAD

POWERGOOD

DETECTION I1

CLASSIFICATIONICLASS

DETECTION I2

LOAD, ILOAD (UP TO ILIM_HI)

CURRENTLIMIT, ILIM_LO

4267 F01

ICLASS DEPENDENT ON RCLASS SELECTION

ILIM_LO = 140mA (NOMINAL), ILIM_HI = 375mA (NOMINAL)

I1 = V1 – 2 DIODE DROPS25kΩ

ILOAD = (UP TO ILIM_HI) VIN

RLOAD

I2 = V2 – 2 DIODE DROPS25kΩ

VPORTPPSE

IIN

LTC4267

R9

RCLASSVOUTC1

RCLASS

PWRGD

POUTPGND

VPORTN

VIN

TIME

VOLTAGES WITH RESPECT TO VPORTP

アプリケーション情報このリーク電流の小さな内蔵MOSFETは、ボードのスペースとコストを節約するだけでなく、25kΩシグネチャ抵抗の劣化を防ぐように仕様が規定されています。さらに、IEEE 802.3af規格の突入電流制限の条件により、PDでは大きな過渡電力消費が生じます。LTC4267は小型16ピン・パッケージを過熱させることなくターンオン・シーケンスを複数回実行できるように設計されています。LTC4267はサーマル過負荷保護機能を備えており、過度の電源サイクルが生じても、内蔵パワーMOSFETを安全な動作領域内に保ちます。

動作図1と表1に示されているように、LTC4267 PDインタフェースには、与えられた入力電圧にしたがって、いくつかの動作モードがあります。入力電圧はVPORTNピンに与えられ、VPORTPピンを基準にして負でなければなりません。LTC4267のPDインタフェース部分のデータシートの電圧はVPORTPを基準にしていますが、スイッチング・レギュレータの電圧はPGNDを基準にしています。PGNDはPOUTに接続されていると仮定しています。データシートのどこでも異なった接地記号が使われていることに注意してください。

表1．入力電圧の関数としてのLTC4267の動作モード入力電圧 （VPORTPを基準にしたVPORTN） LTC4267の動作モード0V ～ –1.4V 非アクティブ状態 –1.5V ～ –10V 25kΩシグネチャ抵抗の検出–11V ～ –12.4V 分類負荷電流が0%から100% までランプアップ–12.5V ～ UVLO* 分類負荷電流がアクティブUVLO* ～ –57V 電源がスイッチング・ レギュレータに接続される* VPORTN UVLOにはヒステリシスが含まれている。 立上り入力スレッショルド = -36.0V 立下り入力スレッショルド = -30.5V

電圧はVPORTPを基準

ICLASSはRCLASSの選択に依存

LTC4267

114267f

RX–6

RX+3

TX–2

TX+RJ45

T1

POWERED DEVICE (PD) INTERFACE

AS DEFINED BY IEEE 802.3af

4267 F02

1

7

8

5

4

SPARE–

SPARE+

TO PHY

BR2

BR1

VPORTP8

4

D3LTC4267

VPORTN

図2．主入力と予備入力にダイオード・ブリッジを使ったLTC4267 PDのフロントエンド

アプリケーション情報

直列ダイオードIEEE 802.3afで定義されているPDの動作モードはPDのRJ45コネクタの入力電圧を基準にします。PDは各入力でどちらの極性の電力も受け入れることができなければならないので、ダイオード・ブリッジを使うのが普通です（図2）。これを考慮に入れて、LTC4267では各動作範囲のスレッショルド・ポイントでこれらのダイオードの電圧降下を補償しています。UVLO電圧についても同様の調節がなされています。

検出PSEは検出時に-2.8V～-10Vの範囲の電圧をケーブルに印加して、25kΩシグネチャ抵抗を探します。これにより、ケーブル端のデバイスをPDとして識別します。端末電圧がこの範囲だと、LTC4267は内部25kΩ抵抗をVPORTPピンとVPORTNピンのあいだに接続します。この温度補償された高精度抵抗は固有の特性を示して、ケーブルの他端の給電装置（PSE）に対して、PDが接続されており、給電を必要としていることを知らせます。低リークの内蔵UVLOスイッチにより、スイッチング・レギュレータ回路が検出シグネチャに影響を与えることが防がれます。

LTC4267はIEEEが要求するダイオード・ブリッジの電圧と抵抗値の影響を補償するように設計されています。シグネチャ範囲はIEEEの範囲よりも下まで伸びて、2個のダイオードの電

圧降下に適応しています。IEEE仕様では、これらのダイオードのDCオフセットがシグネチャ抵抗の測定に影響を与えないようにするため、PSEがΔV/ΔI測定手法を使うことを要求しています。ただし、ダイオード抵抗はシグネチャ抵抗に直列に現われるので、PDの全シグネチャ抵抗に含める必要があります。LTC4267はシグネチャ・パスの2個の直列ダイオードの抵抗をオフセットすることによりこれらのダイオードを補償するので、LTC4267を使って作成されたPDはIEEEの仕様を満たします。

アプリケーションによっては、PDを検出させるかどうかを制御する必要があります。この場合、SIGDISAピンを使って25kΩシグネチャ抵抗をイネーブル/ディスエーブルすることができます（図3）。SIGDISAピンを使ってシグネチャ抵抗をディスエーブルすると、シグネチャ抵抗はIEEE 802.3afの仕様によれば無効なシグネチャである9kΩ（標準）に変化します。この無効なシグネチャは-2.8V～-10VのPD入力電圧に対して示されます。入力が-10Vを超すとシグネチャ抵抗は25kΩに戻り、LTC4267の電力消費を最小に抑えます。シグネチャをディスエーブルするには、SIGDISAをVPORTPに接続します。代りに、SIGDISAピンをVPORTNを基準にして“H”にドライブすることができます。SIGDISAが“H”のとき、PDインタフェースのすべての機能がディスエーブルされます。

LTC4267

124267f

VPORTP

VPORTN

LTC4267

4267 F03

25k SIGNATURERESISTOR

SIGNATURE DISABLE

SIGDISA

9k

16k

TOPSE

図4．IEEE 802.3afの分類プロービング

VPORTPRCLASS

VPORTN

LTC4267

CONSTANTLOADCURRENTINTERNALTO LTC42674267 F04

RCLASS

CURRENT PATH

V

PDPSE

PSE CURRENT MONITOR

PSEPROBINGVOLTAGESOURCE

–15.5V TO –20.5V

アプリケーション情報

図3．ディスエーブル付き25kΩシグネチャ抵抗

分類PSEがPDを検出すると、PSEは選択的にPDを分類することができます。PSEは分類によって電力消費の少ないPDを識別して、これらのデバイスには少ない電力を割り当てることができるので、効率良く電力を分配することができます。IEEE 802.3afの仕様では、電力レベルが異なる5つのクラス（表2）が定義されています。設計者はPDの消費電力に基づいて適切な分類を選択します。各クラスにはPDが分類プローブ時にラインに流す固有の負荷電流があります。PSEはPDの負荷電流を測定して、適切な分類とPDの必要電力を決定します。

分類時（図4）、PSEは-15.5V～-20.5Vの固定電圧をPDに与えます。入力電圧がこの範囲だと、LTC4267は負荷電流をVPORTPピンからRCLASS抵抗を通して流します。負荷電流の大きさはRCLASS抵抗によって設定されます。各クラスに固有の抵抗値を表2に示します。LTC4267はまだスイッチング・レギュレータに電源を供給していないので、スイッチング・レギュレータは分類測定には干渉しないことに注意してください。

表2．IEEE 802.3afの電力分類とLTC4267のRCLASS抵抗の選択 Maximum Nominal LTC4267 Power Levels Classification RCLASS at Input of PD Load Current Resistor Class Usage (W) (mA) (Ω, 1%) 0 Default 0.44 to 12.95 <5 Open 1 Optional 0.44 to 3.84 10.5 124 2 Optional 3.84 to 6.49 18.5 68.1 3 Optional 6.49 to 12.95 28 45.3 4 Reserved Reserved* 40 30.9*クラス4は現時点では予備であり、使用してはならない。

IEEE 802.3afの仕様では、PD内で大量の電力が消費されるため、分類時間は75msに制限されています。LTC4267はこの長さの時間の電力消費を処理するように設計されています。PSEのプロービングが75msを超すと、LTC4267が過熱状態になることがあります。この状況では、過熱保護回路が作動して、デバイスを保護するために分類電流源をディスエーブルします。入力電圧がUVLOターンオン電圧を超えて上昇するまでLTC4267は分類モードに留まります。

VPORTNの低電圧ロックアウトIEEEの仕様ではPDに対して42Vの最大ターンオン電圧と30Vの最小ターンオフ電圧を要求しています。さらに、PSEとPD間の配線の抵抗性損失による起動時の発振を防ぐため、PDは大きなオン/オフ・ヒステリシスを備えている必要があります。LTC4267は低電圧ロックアウト（UVLO）回路を内蔵しており、この回路はVPORTNのライン電圧を監視して、いつ内蔵スイッチング・レギュレータに電力を供給するか決定します（図5）。電力がスイッチング・レギュレータに与えられる前、POUTピンは高インピーダンスであり、コンデンサC1に電荷が蓄積されていないのでグランド電位になっています。入力電圧がUVLOターンオン・スレッショルドを超すとLTC4267は検出用負荷と分類用負荷を切り離して、内部のパワーMOSFETをオンします。C1はLTC4267の電流制限制御のもとに充電され、POUTピンは0VからVPORTNに遷移します。このシーケンスを図1に示します。LTC4267にはヒステリシスをもったUVLO回路がVPORTNに内蔵されており、入力電圧がUVLOのターンオフ・スレッショルドより下に下がるまで負荷への給電を続けます。入力電圧が-30Vより下に下がると内部のパワーMOSFETがオフし、分類電流が再度イネーブルされます。

LTC4267

134267f

図5．LTC4267のVPORTN低電圧ロックアウト

C15µFMIN

VPORTN

VPORTP

POUT

PGND

LTC4267

4267 F05

TOPSE UNDERVOLTAGE

LOCKOUTCIRCUIT

CURRENT-LIMITEDTURN ON

+

INPUT LTC4267VOLTAGE POWER MOSFET0V TO UVLO* OFF>UVLO* ON*UVLO INCLUDES HYSTERESISRISING INPUT THRESHOLD ≅ –36VFALLING INPUT THRESHOLD ≅ –30.5V

アプリケーション情報 C1はPD回路を通して放電し、POUTピンは高インピーダンス状態になります。

入力電流制限 IEEE 802.3afは最大突入電流を規定しており、またVPORTPピンとPOUTピンのあいだの最小負荷コンデンサも規定しています。システム内のターンオン・サージ電流を制御するため、LTC4267には内蔵のパワーMOSFETとセンス抵抗を使った2レベル電流制限回路が内蔵されており、追加の外付け部品なしに完全な突入電流制御回路を提供します。LTC4267はターンオン時に入力電流を低いレベルに制限するので、負荷コンデンサはライン電圧まで制御された状態でランプアップします。

LTC4267はIEEE 802.3af標準規格の突入電流に関する必要条件を満たしていない従来のPSEとインタフェースするように特に設計されています。LTC4267の電流制限は起動時には低いレベルに設定されます。C1が充電され、POUT - VPORTNの電圧差がパワーグッド・スレッショルドより小さくなると、LTC4267は高いレベルの電流制限に切り替わります。2レベルの電流制限により、電流供給能力に限界のある従来のPSEでもPDを起動することができ、またPDはIEEE 802.3afに適合したPSEからは全電力を引き出すこともできます。また、2レベル電流制限により、任意の大きさの負荷コンデンサを使うことができます。IEEE 802.3afの仕様では、起動時にPDが突入電流のリミットを50ms以上超えないことが要求されています。負荷コンデンサがIEEEの電流リミットの規格値より小さい電流で充電されるので、LTC4267は50msの時間制限には拘束されません。

LTC4267の電流制限が低レベルから高レベルに切り替わるとき、一時的に電流が増加します。この電流スパイクはLTC4267が最後の1.5Vを高レベルの電流制限で充電する結果生じます。10µFのコンデンサを充電するとき、標準的な電流スパイクは幅が100µsで、低レベル電流制限の公称値の125%です。

LTC4267は入力電圧がUVLOターンオフ・スレッショルドより下に下がるまで高レベルの電流制限モードに留まります。この2レベル電流制限により、設計者は従来のPSEと互換性のあるPDを柔軟に設計することができ、またIEEE 802.3afシステムで可能な高電力配電の利点を利用することもできます。

電流が制限された起動時に、大量の電力がパワーMOSFET内で消費されます。LTC4267 PDインタフェースはこの熱負荷を許容するように設計されており、内蔵パワーMOSFETへの損傷を避けるため、熱的に保護されています。IEEE 802.3af標準規格に準拠するため、PDの定常状態の電力消費が表2に示されているリミット内に収まるように、PDの設計者は注意する必要があります。さらに、定常状態の電流はILIM_HIより小さくなければなりません。

パワーグッド機能LTC4267 PDインタフェースにはパワーグッド回路（図6）が備わっています。この回路は、負荷コンデンサC1が完全に充電されており、PDがDC/DC変換動作を開始できることをPD回路に知らせるのに使われます。パワーグッド回路は内蔵UVLOパワーMOSFET両端の電圧を監視し、この電圧が1.5Vより下に下がるとPWRGDが有効になります。パワーグッド回路にはヒステリシスが備わっているので、LTC4267はPWRGDを不必要にディスエーブルすることなく電流制限ポイントの近くで動作することができます。MOSFETの電圧が3Vまで増加しないと、PWRGDはディスエーブルされません。

入力ラインの電圧が突如増加すると、この電圧ステップはコンデンサC1を通して伝達され、パワーMOSFETの両端に現われます。LTC4267の応答は電圧ステップの大きさ、ステップの立上り時間、コンデンサC1の値、およびスイッチング・レギュレータの負荷に依存します。

LTC4267

144267f

PWRGD

C15µFMIN

VPORTN POUT

1.125V

300k300k

R9100kLTC4267

THERMAL SHUTDOWNUVLO

4267 F06

TOPSE

+

– +

+–

ITH/RUN

PGND

PGND

図6．LTC4267のパワーグッド

図7．パワーグッド・インタフェースの例4267 F07

LTC4267

VPORTN POUT

PGND

VPORTPITH/RUNITH/RUN

TOPSE

–48V

+ C15µF100V

ALTERNATE ACTIVE-HIGH ENABLE FOR PVCC PIN SEE APPLICATIONS INFORMATION SECTION

ACTIVE-HIGH ENABLE FOR RUN PIN WITH INTERNAL PULL-UP

R1810k

R9100k

D6MMBD4148

C150.047µF

Q12N7002

LTC3803

GND

OPTIONALAUXILIARYSWITCHINGREGULATOR

PWRGD

PGND

LTC4267

VPORTN POUT

PGND

VPORTPPVCCTOPSE

–48V

+ C15µF100V

R1810k

R9100k

D6MMBD4148

C150.047µF

Q12N7002

PWRGD

PGND

RSTART

CPVCC

C17

高速で立ち上がる入力の場合、LTC4267は内部補助電流制限回路を使って短時間にコンデンサC1を充電しようとします。このシナリオでは、PSEの電流制限が回路全体の制限をおこなう必要があります。低速で立ち上がる入力の場合、LTC4267の375mAの電流制限によりコンデンサC1の充電速度が決まります。いずれの場合も、コンデンサが新しいライン電圧まで充電されるあいだ、RWRGD信号が短時間だけ非アクティブになることがあります。PDの設計では、入力電圧ステップに対してPWRGD信号を非アクティブにするかどうか、またこれが生じた場合どう応答するか決めておく必要があります。設計によっては、間欠的なパワーバッド（電力使用不可）状態を無視するように、PWRGD信号にフィルタをかける方が良いかもしれません。ローパス・フィルタをパワーグッド・インタフェースに挿入する方法を図7に示します。

大きな負荷コンデンサを使った大きな電力を消費するPDデザインの場合、PWRGD信号を使ってスイッチング・レギュレータの起動を遅らせることが重要です。電流制限された起動シーケンスのあいだレギュレータがディスエーブルされないと、負荷コンデンサを充電するための電流をPD回路が盗み取って、入力の立上りを低速にするため、LTC4267がサーマル・シャットダウンする可能性があります。

PWRGDピンは1mAをシンクする能力のあるオープン・ドレインの内部100Vトランジスタに接続されています。VPORTNが低インピーダンスだと電源が使用可能であることを示します。PWRGDはシグネチャと分類のプロービング時および熱的過負荷状態では高インピーダンスになります。ターンオフ時には、入力電圧が30Vより下に下がるとPWRGDは非アクティブになります。さらに、入力波形の立上りが速い場合、PWRGDがターンオン時に短時間アクティブになることがあります。PWRGDはVPORTNピンを基準にしており、アクティブ状態ではVPORTNの電位に近くなります。PWRGDピンは図7に示されているようにスイッチング・レギュレータに接続します。

PDインタフェースのサーマル保護ミニパッケージでも安全な動作温度を保ってデバイスの全機能を提供するため、LTC4267 PDインタフェースにはサーマル過負荷保護機能が内蔵されています。いくつかの要因により、LTC4267内で大きな電力が消費される可能性が生じます。ターンオン時、負荷コンデンサが完全に充電される前に、LTC4267の消費する瞬時電力が10Wに達することがあります。負荷コンデンサが充電するにつれ、LTC4267内の電力消費は減少し、DC負荷電流に依存する定常値に達します。LTC4267内の電力消費が減少する速度は負荷コンデンサのサイズによって決まります。室温では、LTC4267はサーマル・シャットダウンすることなく、標準で800μFの負荷コンデンサを扱うことができます。大きな負荷コンデンサの場合、LTC4267のダイ温度は1回のターンオン・シーケンスのあいだに50ほど上昇します。何かの理由で電源がデバイスから切り離された後、再度短時間で接続されたため、LTC4267が再度負荷コンデンサを充電する必要があると、安全対策がとられていないかぎり過度に温度が上昇します。

LTC4267 PDインタフェースはダイ温度をモニタして、熱損傷から自己を保護します。

アプリケーション情報

内部プルアップ付きRUNピンのアクティブ“H”イネーブル

代わりのPVCCピンのアクティブ“H”イネーブル「アプリケーション情報」のセクションを参照

LTC4267

154267f

アプリケーション情報ダイ温度が過温度トリップ・ポイントを超すと、デバイスが過温度設定ポイント以下に冷めるまで電流をゼロに減らし、デバイス内部では電力がほとんど消費されません。LTC4267が負荷コンデンサを充電してPDが起動した後、内部MOSFETを流れるPDのDC負荷電流による熱が少し残ります。DHCパッケージはプリント回路基板上の電気的に絶縁されたヒートシンクに半田付けされる露出パッドを備えており、熱特性が非常にすぐれています。

PSEが分類時に75msのプローブ時間のリミットを超すと、LTC4267が過熱状態になる可能性があります。ダイ温度が過温度トリップ・ポイントを超すと、LTC4267を保護するため、サーマル保護回路が分類電流をディスエーブルします。ダイがトリップ・ポイントより低い温度まで冷めると、分類電流が再度イネーブルされます。

PDは高い周囲温度で最大許容電源（57V）で動作するように設計されています。ただし、LTC4267が過温度トリップ・ポイントに達する前に充電を完了できる負荷コンデンサの大きさには限界があります。過温度トリップ・ポイントを間欠的に超えてもLTC4267を傷めませんが、コンデンサの充電を完了するのに時間がかかります。200µFまでのコンデンサは全動作温度範囲で問題なく充電できます。

スイッチング・レギュレータのメイン制御ループスペースに制限があるので、電流モードのDC/DC変換の基礎事項についてここでは解説しません。詳しい説明に関しては、「アプリケーションノート19」やAbraham Pressman著の“Switching Power Supply Design”などの教科書を参照してください。

Power over Ethernetのシステムでは、ほとんどのアプリケーションで絶縁型電源の設計が関係してきます。このことは、出力電源からPDインタフェースまたはスイッチング・レギュレータの1次側へのどんなDCの電気経路も存在しないということを意味します。DC絶縁は一般にフォワード経路ではトランスによって実現され、フィードバック経路では光アイソレータまたはトランスの3次巻線によって実現されます。このデータシートの表紙に示されている標準的応用例は光アイソレータを使った絶縁型デザインの例です。非絶縁トポロジーが望ましいアプリケーションでは、LTC4267にはフィードバック・ポートと内蔵誤差アンプが備わっており、このようなアプリケーションのためにイネーブルすることができます。

標準的アプリケーション回路では（図11）、絶縁トポロジーでは外付けの抵抗電圧分割器を使って出力電圧の一部を外付けの誤差アンプに与えます。この誤差アンプは光アイソレータの入力LEDを通してアナログ電流を引き出して応答します。光アイソレータの出力のコレクタは対応する電流を直列ダイオードを通してITH/RUNピンに与えます。この方法では絶縁を維持したままITH/RUNピンに帰還電圧を発生させます。

ITH/RUNピンの電圧により、発振器、電流コンパレータおよびRSラッチによって形成されるパルス幅変調器が制御されます。具体的には、ITH/RUNピンの電圧により、電流コンパレータのトリップ・スレッショルドが設定されます。電流コンパレータは外付けのNチャネルMOSFETのソース端子に直列に接続されたセンス抵抗の両端の電圧をモニタします。LTC4267は自走周波数200kHzの内蔵発振器がRSラッチをセットすると、外部パワーMOSFETをオンします。電流コンパレータがラッチをリセットするか、または80%のデューティ・サイクルに達すると、どちらが先に起きるにせよMOSFETをオフします。このようにして、フライバック・トランスの1次と2次を流れるピーク電流レベルはITH/RUN電圧によって制御されます。

非絶縁トポロジーが望ましいアプリケーションでは（図11）、外付けの抵抗電圧分割器は出力電圧の一部をLTC4267のVFBピンに直接与えることができます。出力が所期の電圧のときVFBピンの電圧が800mVの内部基準電圧に等しくなるように、分割器を設計する必要があります。内蔵誤差アンプがITH/RUNピンをドライブして応答します。LTC4267のスイッチング・レギュレータは前に述べたのと同様に動作します。

レギュレータのスタートアップ/シャットダウンLTC4267のスイッチング・レギュレータには動作をイネーブルおよびディスエーブルする2つのシャットダウン機能が備わっています。PVCC電源ピンの低電圧ロックアウトと、外部回路がITH/RUNピンを“L”にドライブすると生じる強制シャットダウンです。LTC4267のスイッチャは状態図（図8）に従ってシャットダウンに遷移し、シャットダウンから回復します。

LTC4267

164267f

図8．LTC4267のスイッチング・レギュレータのスタートアップ/シャットダウンの状態図

LTC4267PWM

SHUTDOWN

LTC4267PWM

ENABLED

VITH/RUN < VITHSHDN(NOMINALLY 0.28V)

VITH/RUN > VITHSHDNAND PVCC > VTURNON(NOMINALLY 8.7V)

PVCC < VTURNOFF

4267 F08

ALL VOLTAGES WITH RESPECT TO PGND

アプリケーション情報PDインタフェースのVPORTNでの低電圧ロックアウトとスイッチング・レギュレータのPVCCでの低電圧ロックアウトを混同しないことが重要です。これらは独立した機能です。

PVCCの低電圧ロックアウト・メカニズムは、LTC4267のスイッチング・レギュレータが不十分なゲート-ソース電圧で外付けNチャネルMOSFETをドライブしようとするのを防ぎます。動作をイネーブルするには、PVCCピンの電圧が少なくとも短時間VTURNON（PGNDを基準に公称8.7V）を超す必要があります。低電圧ロックアウトによりスイッチング・レギュレータがディスエーブルされるには、PVCC電圧がVTURNOFF（PGNDを基準に公称5.7V）まで下がる必要があります。UVLOのヒステリシスの範囲がこのように広いので、フライバック・トランスのバイアス巻線を使ってLTC4267のスイッチング・レギュレータの効率を上げているアプリケーションをサポートします。

ITH/RUNをVITHSHDN（PGNDを基準にして公称0.28V）より下までドライブしてLTC4267のスイッチング・レギュレータを強制的にシャットダウンすることができます。内部の0.3µA電流ソースは常にITH/RUNピンをPVCCに向かってプルアップしようとします。ITH/RUNピンの電圧がVITHSHDNを超すことが許され、PVCCがVTURNONを超すと、LTC4267のスイッチング・レギュレータが動作を開始し、内部クランプが直ちにITH/RUNピンを約0.7Vにプルアップします。動作時、ITH/RUNピンの電圧は約0.7V～1.9Vで変化して、電流コンパレータのゼロから最大までのスレッショルドを表します。

内蔵ソフトスタート機能内蔵ソフトスタート機能はLTC4267がシャットダウン状態から抜け出すと常にイネーブルされます。具体的には、ITH/RUN電圧がクランプされ、約1.4ms経過するまで最大値に達するのを妨げます。これにより、PDの入力電流が起動時に滑らかに制御された仕方で立ち上がり、LTC4267インタフェースの電流制限の条件内に留まることができます。

調整可能なスロープ補償LTC4267のスイッチング・レギュレータは、スロープ補償を必要とするデザインのスロープ補償に使うことができる5µAのピーク電流ランプをSENSEピンを通して注入します。この電流ランプはほぼ直線的で、6%のデューティ・サイクルでゼロ電流から始まり、80%のデューティ・サイクルでピーク電流に達します。直列抵抗を使ったスロープ補償のプログラミングに関しては「外部インタフェースと部品の選択」のセクションで説明します。

外部インタフェースと部品の選択

入力インタフェースのトランスイーサーネット・ネットワークのノードは一般に絶縁トランスを介して外界とインタフェースします（図9）。PoEデバイスの場合、絶縁トランスにはメディア（ケーブル）側に中心タップが必要です。インピーダンスを正しく整合させ、放射エミッションや導通エミッションを避けるため、トランスの周囲には適切な終端が必要です。適切な絶縁トランスの選択と適切な終端方法については、Pulse、Bel Fuse、Tycoなどのトランス・メーカー（表3）からサポートを受けることができます。これらのメーカーはPDアプリケーション向けに特に設計されたトランスを用意しています。

表3．Power-Over-Ethernet用トランスのメーカーVENDOR CONTACT INFORMATION Pulse Engineering 12220 World Trade Drive San Diego, CA 92128 Tel: 858-674-8100 FAX: 858-674-8262 http://www.pulseeng.com Bel Fuse Inc. 206 Van Vorst Street Jersey City, NJ 07302 Tel: 201-432-0463 FAX: 201-432-9542 http://www.belfuse.com Tyco Electronics 308 Constitution Drive Menlo Park, CA 94025-1164 Tel: 800-227-7040 FAX: 650-361-2508 http://www.circuitprotection.com

すべての電圧はPGNDを基準

LTC4267

174267f

アプリケーション情報

ダイオード・ブリッジIEEE 802.3afではRJ45コネクタのTX/RXワイヤまたはスペアワイヤの2つの構成方法のどちらの電力配線も許容しています。PDは主入力と予備入力の両方でどちらの極性の電力でも受け入れることが要求されているので、異なった配線方法に適応するため、両方の入力にダイオード・ブリッジを接続するのが一般的です。これらのダイオード・ブリッジの実装例を図9に示します。IEEE 802.3af規格では、PDが57Vで給電されるとき、使用されないブリッジの逆方向リーク電流が28µA以下であることも要求されています。

IEEE標準にはAC切断機能を実現するためにACインピーダンスの必要条件も含まれています。図9のコンデンサC14はこのACインピーダンスの必要条件を満たすために使われています。このアプリケーションには0.1μFのコンデンサを推奨します。

LTC4267はVPORTNピンとVPORTPピンのあいだに現われる電圧に基づくいくつかの異なった動作モードを備えています。PDの設計で使われる入力ダイオードの順方向電圧降下は入力電圧を下げるので、モード間の遷移点に影響を与えます。LTC4267を使うとき、この順方向電圧降下に十分注意を払う必要があります。サイズの大きなダイオードを選択すると、PDのスレッショルドがIEEEの仕様を超すのを防ぐのに役立ちます。

アプリケーションによってはPDの入力ダイオード・ブリッジが利用可能な電力の4%を超す電力を消費することがあります。電力損失を減らすにはショットキー・ダイオードを使用するのが望ましいかもしれません。ただし、標準的ダイオード・ブリッジをショットキー・ダイオードのブリッジで置き換えると、モード間の遷移点が影響を受けます。IEEE 802.3afの条件を満たすのに適切なスレッショルド・ポイントを維持したままショットキー・ダイオードを使う手法を図10に示します。ショットキー・ダイオードによって生じるUVLOターンオン電圧の変化を補償するためD13が追加されていますが電力はほとんど消費しません。

分類抵抗の選択（RCLASS）IEEEの規格ではPDを4つの異なったクラスに分類することができますが、クラス4は将来使用するための予備です（表2）。RCLASSからVPORTNに接続されている外部抵抗（図4）が負荷電流の値を設定します。設計者はPDがどの電力分類に当てはまるか決定した後、RCLASSの適切な値を表2から選択します。

固有の負荷電流が必要ならば、RCLASSの値は次のように計算することができます。

RCLASS = 1.237V/(IDESIRED – IIN_CLASS)ここで、IIN_CLASSは分類時のLTC4267デバイスの電源電流で、電気的仕様で与えられています。RCLASS抵抗は、分類回路全体の精度を低下させないために、1%抵抗かそれより良いものにする必要があります。抵抗の電力消費は最大50mWで過渡的なものなので、過熱については一般に心配する必要はありません。ループの安定性を維持するため、レイアウトではRCLASSノードの容量を最小に抑えます。分類回路はRCLASSピンをフロートさせてディスエーブルすることができます。RCLASSピンをVPORTNに短絡しないでください。短絡するとLTC4267の分類回路は非常に大きな電流を流し込もうと試み、短時間でサーマル・シャットダウンします。

パワーグッド・インタフェースPWRGD信号はオープン・ドレインの高電圧トランジスタによって制御されます。設計者はオプションとしてこの信号を使い、ITH/RUNピンまたはPVCCピンを通して内蔵スイッチング・レギュレータをイネーブルすることができます。スイッチング・レギュレータを制御するためのアクティブ“H”のインタフェース回路の例を図7に示します。

アプリケーションによっては、間欠的なパワーバッド状態を無視する方が望ましいことがあります。これは、図7のコンデンサC15を追加してローパス・フィルタを形成することによって実現することができます。示されている部品を使用すると、約200µs以下のパワーバッド状態は無視されます。逆に、他のアプリケーションでは、図7に示されているように、CPVCCまたはC17を使ってスイッチング・レギュレータへのPWRGDのアサーションを遅らせる方が望ましいかもしれません。

設計者がパワーグッド信号を使ってスイッチング・レギュレータをイネーブルすることを推奨します。PWRGDを使うとコンデンサC1が最終値の1.5V以内に達して負荷を受け入れる準備が整っていることが保証されます。LTC4267は、突如生じる負荷の電圧や電流の変動をスイッチング・レギュレータを早まってシャットオフすることなく処理するために、大きなパワーグッド・ヒステリシスをもたせて設計されています。「アプリケーション情報」のセクションの「起動シーケンス」を参照してください。

LTC4267

184267f

図9．絶縁トランス、ダイオード・ブリッジ、およびコンデンサで構成したPDのフロントエンド

16

14

15

1

3

2

RX–6

RX+3

TX–2

TX+RJ45

T1

PULSE H2019

4267 F09

1

7

8

5

4

11

9

10

6

8

7

D3SMAJ58A

TVS

BR1HD01

BR2HD01

TO PHY

LTC4267

VPORTNSPARE–

SPARE+

C140.1µF100V

VPORTP

1

3

2

RX–

SPARE–

6

RX+3

TX–2

TX+J2

INFROMPSE

T1

RJ45

1

7

8

5

4

6

8

7

TXOUT+

OUTTO PHY

TXOUT–

SPARE+

RXOUT+

RXOUT–

16

14

15

11

9

10

NOTES: UNLESS OTHERWISE SPECIFIED1. ALL RESISTORS ARE 5%2. SELECT RCLASS FOR CLASS 1-4 OPERATION. REFER TO DATA SHEET APPLICATIONS INFORMATION SECTIONC2: AVX 1808GC102MATD9 TO D12, D14 TO D17: DIODES INC., B1100T1: PULSE H2019

RCLASS1%

RCLASS

VPORTN

D13MMSD4148

C110.1µF100VD6

SMAJ58A

R3075Ω

C240.01µF200V

R3175Ω

C250.01µF200V

R175Ω

C70.01µF200V

R275ΩC3

0.01µF200V

C21000pF2kV

D10B1100

D12B1100

D9B1100

D11B1100

D17B1100

D16B1100

D15B1100

D14B1100

VPORTP

LTC4267

4267 F10

図10．絶縁トランス、2番目のショットキー・ダイオード・ブリッジで構成したPDのフロントエンド

アプリケーション情報

LTC4267

194267f

アプリケーション情報

シグネチャ・ディスエーブル・インタフェース25kΩシグネチャ抵抗をディスエーブルするにはSIGDISAピンをVPORTPピンに接続します。代りに、SIGDISAピンをVPORTNを基準にして“H”にドライブすることができます。シグネチャ・ディスエーブル・インタフェースの一例を図16のオプション2に示します。SIGDISAの入力抵抗は比較的大きく、スレッショルド電圧は比較的低いことに注意してください。プリント回路基板には高い電圧が存在しますので、VPORTPピンからのリーク電流が意図せずSIGDISAを“H”に引き上げることがあります。トラブルのない動作を保証するため、SIGDISAの近くでは高電圧レイアウトの手法を使います。使用しない場合、SIGDISAをVPORTNに接続します。

負荷コンデンサIEEE 802.3afの仕様ではPDが（図11のC1で与えられている）5µFの最小負荷容量を維持することが要求されています。これよりはるかに大きな負荷コンデンサをもつことは許されており、LTC4267は熱が問題になる前に非常に大きな負荷コンデンサを充電することができます。負荷コンデンサはスイッチング・レギュレータが正常に動作するのに十分なエネルギーを供給できるだけ十分大きくなければなりません。ただし、負荷コンデンサはあまり大きすぎてはならず、大きすぎるとPDのデザインがIEEE 802.3afの要求条件に違反する可能性があります。

負荷コンデンサが大きすぎると、PSEによる予期せぬ電源シャットダウンの問題が生じる可能性があります。以下のシナリオについて検討します。PSEが-57V（最大許容値）で動作しており、PDが検出されて給電が開始された場合、負荷コンデンサは-57Vの近くまで充電されます。なんらかの理由でPSEの電圧が突如-44V（最小許容値）に減少した場合、入力ブリッジがバイアスを反転させ、PDの電力は負荷コンデンサから供給されます。負荷コンデンサのサイズとPDのDC負荷に依存して、ある時間のあいだPDはPSEから全く電力を受け取りません。この時間がIEEE 802.3afで規定する300msの接続解除遅延時間を超すと、PSEはPDから電源を切り離します。このため、予期せぬシャットダウンが起きないようにする必要があります。

非常に小さい出力コンデンサ（10µF以下）は電流制限状態で急速に充電されます。出力の電圧が急速に変化すると電流制

限が一時的に減少し、コンデンサの充電速度がいくらか低下することがあります。逆に、非常に大きなコンデンサを充電すると、電流制限がわずかに増加することがあります。いずれの場合も、出力電圧がその最終値に達すると、入力電流制限はその公称値に戻ります。

負荷コンデンサは完全に充電されると大きなエネルギーを保存します。このエネルギーがLTC4267内で誤って消費されないようにPDをデザインします。極性保護ダイオードはケーブルの短絡事故による損傷を防ぎます。ただし、負荷コンデンサの充電中にPD内でVPORTNピンがVPORTPピンに短絡すると、電流が内部MOSFETの寄生ボディー・ダイオードを通って流れ、LTC4267に永久的損傷を与えるおそれがあります。

Maintain Power Signature IEEE 802.3afシステムでは、PSEはmaintain power signature（MPS）を使って、PDが引き続き電力を必要とするか判断します。PDがときどき少なくとも10mAを流し、0.05µFと並列なPDのACインピーダンスが26.25kΩより小さいことをMPSは要求しています。DC電流が10mAより少ないか、またはACインピーダンスが26.25Ωより大きいと、PSEは電力供給を遮断する可能性があります。給電の停止を保証するには、DC電流は5mA未満に、またACインピーダンスは2MΩ以上にする必要があります。

帰還抵抗値の選択スイッチング・レギュレータの安定化出力電圧はVOUT両端に接続された抵抗分割器（図11のR1とR2）と誤差アンプの基準電圧VREFによって決まります。所期の電圧を発生させるのに必要なR2とR1の比は次のように計算できます。

R2 = R1 • (VOUT – VREF)/VREF

絶縁型電源のアプリケーションでは、VREFは設計者の選択する外付けの誤差アンプによって決まります。市販の誤差アンプやプログラム可能なシャント・レギュレータには1.25Vまたは2.5Vのリファレンスが内蔵されている可能性があります。LTC4267の内部リファレンスと誤差アンプは絶縁型デザインでは使用されませんので、VFBピンをPGNDに接続します。

非絶縁型電源のアプリケーションでは、LTC4267の内蔵リファレンスと誤差アンプを使うことができます。抵抗分割器の出力をVFBピンに直接接続することができます。LTC4267の内蔵リファレンスは公称0.8Vです。

LTC4267

204267f

アプリケーション情報VOUTから引き出される定常電流による効率の損失を最小に抑えるためR1とR2の抵抗値はできるだけ大きく選びますが、VOUTが安定化状態のとき誤差アンプ・ピンへのゼロではない入力電流に起因する誤差が1%未満になるようにちょうど十分なだけ小さくします。

誤差アンプと光アイソレータに関する検討事項絶縁型トポロジーでは、外付けの誤差アンプの選択はスイッチング・レギュレータの出力電圧に依存します。標準的誤差アンプには1.25Vまたは2.5Vのどちらかの電圧リファレンスが内蔵されています。アンプの出力とアンプの上側の電源レールは多くの場合内部で相互に接続されています。電源レールは通常広い上側電圧範囲で規定されていますが、リファレンス電圧より下に下がることは許されません。アンプの電源電圧が適切に管理されないと、これは絶縁型スイッチャの設計で問題になることがあります。スイッチャの負荷電流が減少して出力電圧が上昇すると、誤差アンプはLEDからさらに電流を引き出して応答します。LED電圧は1.5Vにもなることがあり、RLIMとともに、誤差アンプへの電源電圧を減少させます。誤差アンプに十分ゆとりがないと、LEDとRLIMの両端の電圧降下によりアンプが一時的にシャットオフして、メイン・ループがロックアップ状態になることがあります。スイッチャにアンダーシュートが生じ、誤差アンプがシンク電流を開放するまでは回復しません。誤差アンプに常に十分ゆとりがあるようなリファレンス電圧とRLIMの値を選択するように注意する必要があります。これらの問題を回避する別のソリューションとして、LT1431またはLTC4430を使います。これらのデバイスでは、誤差アンプの出力とアンプの電源レールが別個のピンから取り出されます。

PDの設計者はメイン制御ループの帯域幅より十分広い光アイソレータを選択することも必要です。このステップを見落とすと、メイン制御ループの安定化が困難になることがあります。光アイソレータの出力コレクタの抵抗は、この段の利得の減少という代価を払って帯域幅を広げるように選択することができます。

出力トランスの設計に関する検討事項外付け帰還抵抗分割器によって出力電圧が設定されるので、PDの設計者はトランスの巻数比を比較的自由に選択できま

す。PDの設計者は簡単な整数比（たとえば、1:1、2:1、3:2）を使うことができるので、合計巻数や相互インダクタンスの設定の自由度が増え、在庫売りのトランスの使用が可能になります。

トランスの1次側または2次側のいずれの漏れインダクタンスも、出力スイッチ（図11のQ1）がオフした後の電圧スパイクの原因になります。入力電源電圧にフライバック・パルスを2次側から1次側へ換算した電圧を加えた値（漏れスパイク電圧を含む）が、外部MOSFETの許容降伏電圧定格を超えてはいけません。このスパイクは負荷電流が大きくなるほど顕著になります。蓄積された大きなエネルギーが消費されなければならないからです。場合によっては、MOSFETのドレイン・ノードでの過電圧によるブレークダウンを避けるため、「スナバ」回路が必要です。スナバの設計に関しては、「アプリケーションノート19」を参照してください。

電流センス抵抗に関する検討事項設計者は外付けの電流センス抵抗（図11のRSENSE）により特定のアプリケーションに合わせて電流制限動作を最適化できます。電流センス抵抗を数オームから数十ミリオームまで変化させると、ピーク・スイッチ電流は数分の1アンペアから数アンペアまで変化します。電流センス抵抗の値が小さいときは、適切に回路が動作するように特に注意を払う必要があります。

スイッチング電流がITH/RUN電圧の全範囲を用いるようにRSENSEを選択します。公称電圧範囲は0.7V～1.9Vで、RSENSEは実験によって求めることができます。メイン・ループは電源に大きなコンデンサを接続して一時的に安定化することができます。PDの分類に基づいて最大許容負荷電流を電源の出力に与えます。ITH/RUNが1.9Vに近づくようにRSENSEを選択します。最後に、全動作範囲にわたって出力負荷電流を流し、ITH/RUN電圧が0.7V～1.9Vの範囲内に保たれるようにします。RSENSE抵抗の周囲のレイアウトが重要です。たとえば、0.020Ωのセンス抵抗の場合、1mΩ（0.001Ω）の寄生抵抗でもピーク・スイッチ電流を5％減少させます。プリント回路基板の銅トレースの抵抗は必ずしも無視できず、すぐれたレイアウト手法が不可欠です。

LTC4267

214267f

図11．標準的LTC4267のアプリケーション回路

PVCC

PVCC

PVCC

VPORTP

RCLASS

SIGDISA

VPORTN

ITH/RUN

LTC4267

NGATE

SENSE

VFB

R3

D1

D2

•

•COUT

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

POUT

C1LSECLPRI

LBIAS

CPVCC

CC

VOUT

4267 F11

RSENSE

RSL

RSTART

R2

R1

Q1

T1

•

RCLASS

PVCC

VPORTP

RCLASS

SIGDISA

VPORTN

ITH/RUN

LTC4267

NGATE

SENSE

VFB

D1

•

•COUT

0.1µF100V

0.1µF100V

PGND

PGND

PGND

PGND

POUT

C1LSECLPRI

CPVCC

VOUT

RSENSE

RSL

RSTART

Q1

R2

R1

RLIM

–48VFROM

DATA PAIR

–48VFROM

SPARE PAIR

RCLASS

VPORTP

VPORTPVPORTN

T1

CISO

OPTOISOLATOR

CC

RC

ERRORAMPLIFIER

ISOLATED DESIGN EXAMPLE

NONISOLATED DESIGN EXAMPLE

+

–

+

–

–48VFROM

DATA PAIR

–48VFROM

SPARE PAIR

+

–

+

–

アプリケーション情報

絶縁型デザインの例

非絶縁型デザインの例

LTC4267

224267f

アプリケーション情報

プログラム可能なスロープ補償LTC4267スイッチング・レギュレータはSENSEピンを通してランピング電流を外付けのスロープ補償抵抗（図11のRSL）に注入します。この電流ランプは、NGATEピンがLTC4267の6%の最小デューティ・サイクルのあいだ”H”になった直後、ゼロから出発します。この電流はピーク（80%の最大デューティ・サイクルで5μA）に向かって直線的に上昇し、NGATEピンが“L”になるとオフします。SENSEピンを電流センス抵抗（RSENSE）に接続する直列抵抗（RSL）は、こうしてランピング電圧降下を生じます。LTC4267のSENSEピンから見ると、このランピング電圧はセンス抵抗両端の電圧に加算されるので、実効的に電流コンパレータのスレッショルドはデューティ・サイクルに比例して低下します。これにより、低調波発振に対して制御ループが安定化されます。電流コンパレータのスレッショルドの減少量（ΔVSENSE）は次式を使って計算することができます。

∆VSENSE = 5µA • RSL • [(Duty Cycle – 6%)/74%]NOTE：LTC4267は強制的に（6% < デューティ・サイクル < 80%）とします。

スロープ補償が不要なデザインでは、RSLの代わりにここを短絡することができます。

トランスの3次巻線を利用するアプリケーション標準的動作トポロジーではトランスの1次側に3次巻線を使うことがあります。これはPVCCピンを通してLTC4267スイッチング・レギュレータに給電します（図11）。ただし、この構成は本来、自動的には起動しません。起動するには、外付けの「トリクル充電」抵抗（RSTART）と、PVCCピン電圧を監視する広いヒステリシスをもった内部低電圧ロックアウト回路を組み合わせて使います。

RSTARTはVPORTPに接続され、標準で100μAの電流を供給してCPVCCを充電します。しばらくすると、CPVCCの電圧はPVCCのターンオン・スレッショルドに達します。するとLTC4267スイッチング・レギュレータが突然オンして、通常の電源電流が流れます。NGATEピンがスイッチングを開始し、外部MOSFET（Q1）が電力を供給し始めます。RSTARTによって供給される電流値を超える通常の電源電流がスイッチング・レギュレータに流れると、CPVCCの電圧が降下し始めます。しばらくすると（通常は数十ms）、出力電圧は所期の値に近づきます。この時までに、トランスの3次巻線は、LTC4267スイッチング・レギュレータに必要な全電源電流を実質的に提供しています。

起こりうる設計上のひとつの落とし穴は、コンデンサCPVCCの値を小さくし過ぎることです。この場合、3次巻線のドライブが有効になる前に、PVCCを通って流れる通常の電源電流がCPVCCを急速に放電します。具体的状況に応じて、数回オン/オフをくり返して正しい動作に達するか、またはPVCCノードがいつまでも弛緩発振を続けます。

LTC4267の最大定格起動電流より大きなワーストケースの最小充電電流を供給し、CPVCCをPVCCのターンオン・スレッショルドまで充電するのに十分な電流を確保するように抵抗RSTARTを選択します。同時に十分大きな値のRSTARTを選択して、PVCCの最小定格電源電流より小さなワーストケース最大充電電流を供給し、動作時にPVCCの電流のほとんどが3次巻線を通して供給されるようにします。こうすると、可能な最高の効率が得られます。

次にコンデンサCPVCCは、上述の弛緩発振動作を避けるのに十分なだけ大きくします。これは、2次側回路の詳細と負荷の特性に依存するので、理論的に決定するのは困難です。実験で確かめることを推奨します。

トランスの3次巻線はその出力電圧が（ダイオードの順方向電圧降下を考慮に入れた後）最大PVCCターンオフ・スレッショルドを超すように設計します。また、3次巻線の公称出力電圧はPVCCの最小定格クランプ電圧より少なくとも0.5V低くし、LTC4267のシャント・レギュレータと衝突して不必要に電力を浪費しないようにします。

PVCCシャント・レギュレータ トランスの3次巻線を使うアプリケーションでは、3次巻線がパワーアップするときLTC4267スイッチング・レギュレータを過電圧過渡から保護するのに、内蔵PVCCシャント・レギュレータが役立ちます。

トランスの3次巻線が望ましくないか、利用できない場合、シャント・レギュレータにより、LTC4267スイッチング・レギュレータは図12に示されているようにVPORTPからの1本のドロッピング抵抗を通して電力供給を受けることができます。この簡便さはRSTARTドロッピング抵抗の定常的電力消費による効率低下の代価を払って実現されます。

LTC4267

234267f

図12．シャント・レギュレータによるLTC4267スイッチング・レギュレータへの電力供給

図13．外部プリレギュレータによるLTC4267スイッチング・レギュレータへの電力供給

VPORTP

PVCC

PGND

POUTVPORTN

LTC4267

–48FROM

PSE

RSTART

CPVCC

+

–

PGND4267 F14

VPORTP

PVCC

PGND

POUTVPORTN

LTC4267

–48FROM

PSE

RSTART

CPVCC

+

–

PGND

PGND

PGND

Q1D1

8.2V

RB

4267 F15

図14．絶縁型デザインのメイン・ループの補償

R1

R2

CCRZTO OPTO-ISOLATOR

4267 F14

VOUT

アプリケーション情報シャント・レギュレータはPVCCピンを通してPGNDに最大5mAをシンクすることができます。RSTARTとCPVCCの値は、アプリケーションがワーストケースの負荷条件とPVCCの低下に耐え、PVCCのターンオフ・スレッショルドに達しないように選択する必要があります。CPVCCは最小スイッチング電圧を維持しながらNGATEをドライブするのに必要なスイッチング電流を扱うのに十分な大きさにします。

外部プリレギュレータ図13の回路はLTC4267スイッチング・レギュレータ回路に給電する3番目の方法を示しています。外部直列プリレギュレータが直列パス・トランジスタQ1、ツェナー・ダイオードD1、およびバイアス抵抗RBで構成されています。プリレギュレータはPVCCを6.8Vの最大定格PVCCターンオフ・スレッショルドより十分高い公称7.6Vに保持します。抵抗RSTARTにより、PVCCノードはPVCCターンオン・スレッショルドまで短時間充電され、スイッチング・レギュレータがイネーブルされます。RSTARTによって供給される電流値を超える通常の電源電流がスイッチング・レギュレータに流れると、CPVCCの電圧は降下し始めます。しばらくすると出力電圧は所期の値に近づきます。この時までに、パス・トランジスタQ1はPVCCピンの降下していく電圧を捕捉し、LTC4267スイッチング・レギュレータに必要な全電源電流を実質的に提供しています。CPVCCは最小スイッチング電圧を維持しながらNGATEをドライブするのに必要なスイッチング電流を扱うのに十分な大きさにします。

外部プリレギュレータは前に触れた単純な抵抗-シャント・レギュレータ方式よりも効率を改善します。RBはツェナー・ダイオードの電圧を維持するのに必要な小電流とQ1が遭遇す

る最大可能ベース電流を供給するように選択することができます。LTC4267スイッチング・レギュレータに給電するのに必要な実際の電流はQ1を通り、PVCCは「必要に応じて」電流をソースします。静的電流はRBとD1を流れる電流にだけ制限されます。

メイン・ループの補償絶縁トポロジーでは、補償ポイントは一般に外付けの誤差アンプの周囲に配置された部品によって選択されます。図14に示されているように、直列RCネットワークは誤差アンプの比較電圧から誤差アンプの出力に接続されます。過渡負荷応答が重要ではないPDデザインでは、RZを短絡で置き換えます。R2とCCの積は安定性を保証するのに十分なだけ大きくします。高速でセトリングする過渡応答が重要な場合、RZCCで設定されるゼロを導入します。PDの設計者は出力電圧の高速セトリング応答によりループの安定性が犠牲にならないようにする必要があります。

非絶縁型デザインでは、LTC4267は内部誤差アンプを組み入れますが、この場合ITH/RUNピンが補償ポイントとして機能します。同様に、直列RCネットワークを、図15に示されているように、ITH/RUNからPGNDに接続することができます。CCとRZは最適負荷とライン過渡応答が得られるように選択します。

LTC4267

244267f

図15．非絶縁型デザインのメイン・ループの補償

LTC4267

CC RZ

ITH/RUN PGND

4267 F15

アプリケーション情報

スイッチング・トランジスタの選択Nチャネル・パワーMOSFETがトランスの1次側をドライブすると、インダクタンスによりMOSFETのドレインはVPORTPとPGNDの両端の電圧の2倍ほど変化します。LTC4267は最大-57Vの電源で動作しますので、このMOSFETは114V以上を十分な設計マージンで扱えるように定格が定められている必要があります。標準的トランジスタの定格は150Vですが、メーカーによっては特にPower over Ethernetのアプリケーション用に定格120VのMOSFETを開発しています。

LTC4267のNGATEピンはNチャネルMOSFETのゲートをドライブします。NGATEはPGNDからPVCCのレール・トゥ・レール電圧で変化します。設計者はPVCCに切り替えられたときMOSFETの「オン」抵抗が低くなり、MOSFETのゲートがPVCC電源電圧を扱えるように保証する必要があります。

高効率のアプリケーションでは、全ゲート電荷の小さなNチャネルMOSFETを選択します。全ゲート電荷が小さいほどNGATEドライブ回路の効率が改善され、ゲートを充放電するのに必要なスイッチング電流が小さくなります。

補助電源アプリケーションによっては、ACアダプタなどの補助電源からPDに電力を供給するのが望ましい場合があります。補助電源のPDへの挿入場所はいくつかあり、いくつかのトレードオフが存在します。ダイオードのOR結合回路を使って絶縁型電源の3.3Vまたは5Vの出力に電力を注入することができます。この方法では、絶縁バリヤの後でPDの内部回路にアクセスしますので、PDのACアダプタのジャックに対する802.3afの絶縁安全条件を満たします。電力はLTC4267のPDインタフェース部分に注入することもできます。この場合、ユーザーがPDのACアダプタのジャックの端子にアクセスできないようにすることが必要です。そうしないと802.3afの絶縁安全条件を満たさなくなるからです。

外部電力をPDにダイオード結合する3つの方法を図16に示します。オプション1ではLTC4267インタフェース・コントローラの前に電力を挿入し、オプション2と3ではLTC4267インタフェース・コントローラの部分をバイパスしてスイッチング・レギュレータに直接給電します。

電力をLTC4267インタフェース・コントローラの前に挿入する場合、ACアダプタはLTC4267のUVLOターンオン条件を超え、最大電圧を57Vに制限する過渡電圧サプレッサ（TVS）を備えている必要があります。このオプションはACアダプタに対して入力電流を制限し、有効なパワーグッド信号を出力し、電源の優先順位の問題を簡素化します。PSEより前にACアダプタがPDに電力を供給し始めるかぎりACアダプタが25kΩのシグネチャを損なうので、ACアダプタが優先されてPSEはPDに電力を供給しません。PSEが既にPDに給電している場合、ACアダプタの電力はPSEと並列になります。この場合、優先順位は電源電圧の高い方に与えられます。ACアダプタの電圧の方が高いとPSEからは電流が流れないので、PSEはライン電圧を切り離します。他方、ACアダプタの電圧の方が低いとPSEがPDに給電し続け、ACアダプタは使用されません。どちらのシナリオでも適切に動作します。

補助電源が（LTC4267のPDインタフェースをバイパスして）LTC4267スイッチング・レギュレータに直接接続されると、異なったトレードオフが生じます。オプション2に示されている構成では、ACアダプタはLTC4267のターンオンUVLOの条件を超える必要はありません。ただし、ACアダプタがLTC4267インタフェース・コントローラに給電するのを防ぐため、ダイオードD9を接続する必要があります。ACアダプタの電圧要件は内蔵スイッチング・レギュレータのニーズによって支配されます。ただし、電源の優先順位の問題には介入する必要があります。ACアダプタの電圧がPSEの電圧より低いと、優先順位はPSE電源に与えられます。LTC4267インタフェース・コントローラはPSEから給電され、ACアダプタは使用されません。この構成は、Power Over Ethernetシステムでは問題ありません。

LTC4267

254267f

図16．PDの補助電源

RX–6

RX+3

TX–2

TX+RJ45

T11

7

8

5

4

SPARE–

+

–

SPARE+

ISOLATEDWALL

TRANSFORMER

TO PHY

VPORTP

OPTION 1: AUXILIARY POWER INSERTED BEFORE LTC4267 PD

OPTION 2: AUXILIARY POWER INSERTED AFTER LTC4267 PD WITH SIGNATURE DISABLED

VPORTN POUT

PGND

PGND

38V TO 57VD8S1B

D3SMAJ58ATVS

C1

PGND

PGND

C140.1µF100V

RX–6

RX+3

TX–2

TX+RJ45

T11

7

8

5

4

SPARE–

+

–

SPARE+

ISOLATEDWALL

TRANSFORMER

TO PHY

VPORTP

SIGDISA

LTC4267

LTC4267BR2

HD01

~

~

+

–

BR1HD01

~

~

+

–

BR1HD01

~

~

+

–

VPORTN POUT

4267 F16

D10S1B

D3SMAJ58ATVS

C1

100k

D9S1B

OPTION 3: AUXILIARY POWER APPLIED TO LTC4267 PD AND SWITCHING REGULATOR

RX–6

RX+3

TX–2

TX+RJ45

T11

7

8

5

4

SPARE–

+

–

SPARE+

ISOLATEDWALL

TRANSFORMER

TO PHY

38V TO 57V

VPORTP

LTC4267

VPORTN POUT

D10S1B

D3SMAJ58ATVS

C1

C140.1µF100V

C140.1µF100V

BR2HD01

~

~

+

–

BR1HD01

~

~

+

–

BR2HD01

~

~

+

–

100k

BSS63

RSTART

CPVCC

RSTART

CPVCC

RSTART

CPVCC

PGND

PVCC

PGND

PVCC

PVCC

アプリケーション情報オプション1：LTC4267 PDの前に挿入された補助電源

オプション2：LTC4267 PDの後に挿入された補助電源、シグネチャをディスエーブル

オプション3：LTC4267 PDとスイッチング・レギュレータに接続された補助電源

LTC4267

264267f

アプリケーション情報他方、ACアダプタの電圧の方がPSEの電圧より高いと、LTC4267スイッチング・レギュレータにはACアダプタから給電されます。この状況では、PSEが存在すると生じる可能性のある電源サイクルの問題を解決する必要があります。PSEはPDを検出して電源を接続します。スイッチャがACアダプタから給電されていると、PDは最小負荷条件を満たさないので、PSEは電源を切り離します。PSEは再度PDを検出して電源サイクルを開始します。ACアダプタの電圧がPSEの電圧より高い場合、オプション2に示されているように、シグネチャをディスエーブルするか、またはLTC4267インタフェースの出力に最小負荷を与えて、電源サイクルを防ぐ必要があります。

3番目のオプションでもLTC4267のインタフェース・コントローラをバイパスしてダイオードD9を省略し、LTC4267スイッチング・レギュレータに直接給電します。ダイオードが省かれているので、ACアダプタの電圧がスイッチング・レギュレータだけでなくLTC4267のインタフェース・コントローラにも印加されます。このため、ACアダプタの電圧を38V～57Vに維持してLTC4267のインタフェース・コントローラを正常な動作範囲に保つ必要があります。オプション3には、外部電圧がPSEの電圧を超すと自動的に25kΩのシグネチャ抵抗をディスエーブルするという利点があります。

LTC4267の起動シーケンス制御LTC4267はPDインタフェースとスイッチング・レギュレータの2つの機能セルで構成されており、これら2つのセルの起動シーケンスに関しては注意深く検討する必要があります。PDの設計者はインタフェースが負荷コンデンサの充電を完了するまでスイッチング・レギュレータが動作を開始しないように保証する必要があります。これにより、スイッチャの負荷電流がPDインタフェースの電流制限回路によって供給される負荷コンデンサの充電電流と競合しないように保証されます。この検討を怠ると電源のランプアップが遅くなり、起動時発振が生じ、サーマル・シャットダウンが起きるおそれがあります。

LTC4267にはPDインタフェースにパワーグッド信号が備わっており、これを使って、負荷コンデンサが完全に充電され、スイッチャの負荷を扱える用意ができたことをスイッチング・レギュレータに知らせることができます。PWRGD信号を使ってスイッチング・レギュレータを制御することができる2つの方法

の例を図7に示します。最初の例では、NチャネルMOSFETを使ってITH/RUNポートをシャットダウン・スレッショルド（標準0.28V）より下にドライブします。2番目の例では、PVCCをPVCCターンオフ・スレッショルドより下にドライブします。2番目の例を採用するとさらに利点が得られ、パワーグッド信号がアクティブになる時間を超えてスイッチング・レギュレータの起動をさらに遅延させることができます。2番目の例では、起動時のタイミング・マージンが広がり、追加の遅延部品は不要です。パワーグッド信号の利用が望ましくないアプリケーションでは、RSTARTとCPVCCを使って十分なタイミング・マージンを確保することができます。RSTARTとCPVCCはC1の充電に必要な時間よりも2～3倍長い遅延に設定します。

LTC4267のレイアウトに関する検討事項LTC4267のレイアウトに関する最も重要な検討事項はスイッチング・レギュレータに関連した外付け部品の配置です。重要な部品の周囲を正しい方法でレイアウトしないと、効率、安定性、および負荷過渡応答が低下することがあります。

LTC4267スイッチング・レギュレータの場合、C1、T1の1次側、Q1、およびRSENSEを通る電流ループは注意してレイアウトする必要があります。（図11を参照。）このループには大きなスイッチング電流が循環していますから、これらの部品は相互に接近させて配置します。さらに、これらの部品のあいだには幅の広い銅トレースまたは銅プレーンを使います。このループの接続路にビアが必要なら、寄生抵抗を小さくし、電流密度を下げるため、複数のビアを電流の流れる方向に直角に並べて配置することが重要です。スイッチング周波数と電力レベルがかなり高いので、シールドと高周波レイアウトの手法を採用します。LTC4267のPGNDピンとRSENSEのPGND側のあいだには、高電流ループから離して、低電流、低インピーダンスの交互接続を使います。このケルビン検出により、LTC4267によるセンス電圧の精確な測定が保証されます。

補償コンデンサCCとともに帰還抵抗R1とR2を配置することが出力電圧の精度、メイン制御ループの安定性、および負荷過渡応答にとって非常に重要です。絶縁型デザインのアプリケーションでは、R1、R2およびCCは、最小のトレース長と最小の容量で誤差アンプの入力にできるだけ近づけて配置します。

LTC4267

274267f

アプリケーション情報非絶縁型アプリケーションでは、R1とR2はLTC4267のVFBピンにできるだけ近づけて配置し、CCはLTC4267のITH/RUNピンに近づけて配置します。

要するに、高電流ループのレイアウトを全体的に密にし、電流密度に細心の注意を払うと、PD内のLTC4267の最適動作が保証されます。

LTC4267のPDインタフェースの部分はレイアウトの問題に比較的影響されません。RCLASSピンには過度の寄生容量が生じないようにしてください。DHCパッケージを使う場合、パッケージ底面の露出パッドを半田付けできる電気的に絶縁されたヒートシンクを用意します。最適熱特性を得るにはヒートシンクをできるだけ大きくします。SIGDISAピンはVPORTPピンに隣接しているので、抵抗性であろうが容量性であろうが、

どのようなカップリングもシグネチャ抵抗を予期せずディスエーブルすることがあります。一貫した動作を保証するには、SIGDISAピンをフロートさせずに電気的に接続します。PDの電圧は最大-57Vになることがあるので、高電圧レイアウトの手法を使います。

静電気放電とサージ保護LTC4267は-100Vの絶対最大電圧で動作するように仕様が規定されており、短時間の過電圧に耐えるように設計されています。ただし、外界とインタフェースするピン（主にVPORTNとVPORTP）は常に10kVを超えるピーク電圧に曝される可能性があります。LTC4267を保護するため、過渡電圧サプレッサをダイオード・ブリッジとLTC4267のあいだに接続することを強く推奨します（図2のD3）。

LTC4267

284267f

3.3Vの絶縁型電源付きクラス3の高効率PD

PVCC

NGATE

SENSE

ITH/RUN

PWRGD

VFB

VPORTP

RCLASS

SIGDISA

VPORTN

LTC4267

45.3Ω1%

220k 330Ω220k

PVCC

4.7µF

SMAJ58A

MMSD4148

PULSEPA1136

MMSD4148

BAS516

BAS516MMTBA42

–48VFROM

DATA PAIR

–48VFROM

SPARE PAIR

Si3440

2N7002

PVCC

100k

PVCC

6.8k

10k

10k0.1µF

5µF*MIN

B1100(8 PLACES)

POUT PGND

9.1V150pF

510Ω

500Ω0.068Ω1%

100k1%

60.4k1%

570µF**

33nF

•

•

•

10Ω470pF

2200pF“Y” CAP250VAC

PS2911

TLV431

SBM10403.3V2.6A

CHASSIS

4267 TA02

*1µF CERAMIC + 4.7µF TANTALUM**100µF CERAMIC + 470µF TANTALUM

BAS516

標準的応用例

LTC4267

294267f

5Vの非絶縁型電源付きクラス3のPD

PVCC

NGATE

PWRGD

SENSE

VFB

ITH/RUN

VPORTP

RCLASS

SIGDISA

VPORTN

LTC4267

45.3Ω1%

100k

1µF

300µF*

•

•

COILTRONICSCTX-02-15242

BAS516

UPS840

SMAJ58A

5V1.8A

HD01

HD01

+

–

+

–

–48VFROM

DATA PAIR

–48VFROM

SPARE PAIR

4267 TA03

FDC2512

0.04Ω1%

10k

220k

220Ω

42.2k1%

27k

150pF200V

9.1V

22nF

0.1µF

5µF*MIN

PGNDPOUT

MMBTA42

8.06k1% *1µF CERAMIC + 4.7µF TANTALUM

** THREE 100µF CERAMICS

標準的応用例

LTC4267

304267f

DHCパッケージ16ピン・プラスチックDFN (5mm×3mm)

(Reference LTC DWG # 05-08-1706)

NOTE:1. DRAWING PROPOSED TO BE MADE VARIATION OF VERSION (WJED-1) IN JEDEC

PACKAGE OUTLINE MO-2292. DRAWING NOT TO SCALE 3. ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS4. DIMENSIONS OF EXPOSED PAD ON BOTTOM OF PACKAGE DO NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH, IF PRESENT, SHALL NOT EXCEED 0.15mm ON ANY SIDE5. EXPOSED PAD SHALL BE SOLDER PLATED6. SHADED AREA IS ONLY A REFERENCE FOR PIN 1 LOCATION ON THE

TOP AND BOTTOM OF PACKAGE

18

169

(DHC16) DFN 1103

RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONS

パッケージ寸法

推奨する半田パッドのピッチと寸法

NOTE： 1. 図はJEDECパッケージ・アウトラインMO-229のバージョンのバリエーション（WJED-1）として提案。

2. 図は実寸とは異なる3. すべての寸法はミリメートル4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。モールドのバリは（もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと

5. 露出パッドは半田メッキとする6. 網掛けの部分はパッケージのトップとボトムのピン1の位置の参考に過ぎない

LTC4267

314267f

GNパッケージ16ピン・プラスチックSSOP（細型.150インチ）

(Reference LTC DWG # 05-08-1641)

GN16 (SSOP) 0204

1 2 3 4 5 6 7 8

.229 – .244(5.817 – 6.198)

.150 – .157**(3.810 – 3.988)

16 15 14 13

.189 – .196*(4.801 – 4.978)

12 11 10 9

.016 – .050(0.406 – 1.270)

.015 ± .004(0.38 ± 0.10)

× 45°

0° – 8° TYP.007 – .0098(0.178 – 0.249)

.0532 – .0688(1.35 – 1.75)

.008 – .012(0.203 – 0.305)

TYP

.004 – .0098(0.102 – 0.249)

.0250(0.635)

BSC

.009(0.229)

REF

.254 MIN

RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

.150 – .165

.0250 BSC.0165 ± .0015

.045 ±.005

*DIMENSION DOES NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH SHALL NOT EXCEED 0.006" (0.152mm) PER SIDE**DIMENSION DOES NOT INCLUDE INTERLEAD FLASH. INTERLEAD FLASH SHALL NOT EXCEED 0.010" (0.254mm) PER SIDE

INCHES(MILLIMETERS)

NOTE:1. CONTROLLING DIMENSION: INCHES

2. DIMENSIONS ARE IN

3. DRAWING NOT TO SCALE

パッケージ寸法

推奨半田パッド・レイアウト

NOTE： 1. 標準寸法：インチ

2. 寸法は

3. 図は実寸とは異なる

* 法にはモールドのバリを含まない。モールドのバリは各サイドで0.006”（0.152mm）を超えないこと

* * 寸法にはリード間のバリを含まない。リード間のバリは各サイドで0.010”（0.254mm）を超えないこと

インチ（ミリメートル）

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LTC4267

324267f

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2004

1004 0.2K • PRINTED IN JAPAN

関連製品製品番号 説明 注釈LTC1737 大電力、絶縁型フライバック・コントローラ 1次側巻き線から直接出力電圧を検出LTC1871 広い入力範囲、NO RSENSE

TM電流モード、 調整可能なスイッチング周波数、プログラム可能な低電圧 フライバック、昇圧およびSEPICコントローラ ロックアウト、オプションの軽負荷でのバースト・モード動作LTC3803 ThinSOTの電流モード、フライバック 200kHz固定周波数、可変スロープ補償、高入力電圧 DC/DCコントローラ アプリケーション向けに最適化LTC4257 IEEE 802.3af PD用インタフェース・コントローラ 100V 400mAの内部スイッチ、プログラム可能な分類機能LTC4257-1 2レベル電流制限付きIEEE 802.3af PD用 100V 400mAの内部スイッチ、プログラム可能な分類機能、 インタフェース・コントローラ 従来のアプリケーションをサポートLTC4258 クワッドIEEE 802.3af Power Over Ethernet DC切断のみ、IEEE準拠のPD検出と分類、自立して動作、 コントローラ またはI2CTMによる制御LTC4259A クワッドIEEE 802.3af Power Over Ethernet AC切断またはDC切断、IEEE準拠のPD検出と分類、 コントローラ 自立して動作、またはI2CTMによる制御Burst Modeはリニアテクノロジー社の登録商標です。 ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。 I

2CはPhilips Electronics N.V.の商標です。

リニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6秀和紀尾井町パークビル8FTEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp