Praktikum Digitaltechnik 2 Transistor als Schalter (V1.1 ... · PDF fileHochschule Emden/Leer...

Praktikum Digitaltechnik

2 Transistor als Schalter (V1.1)

Gruppe:

Teilnehmer:

Vortestat: Testat:

Benutzte Geräte:

Hochschule Emden/Leer Labor Digitaltechnik

Transistoren und Dioden Seite: 2

Dioden und Transistoren als Schalter

1. Allgemeines zu Schaltern

Verknüpfungsschaltungen sind Digitalschaltungen, die Schaltfunktionen ausführen. Es gibt mechanische, pneumatische, hydraulische, magnetische, elektrische, und elektronische Verknüpfungsschaltungen. In diesem Praktikumsversuch werden nur die elektronischen Digitalschaltungen behandelt, in denen neben Widerständen und Kondensatoren Dioden und Transistoren die Schaltfunktionen verwirklichen. Die Dioden und Transistoren arbeiten in den Digitalschaltungen als Schalter.

2. Eigenschaften eines Schalters Ein Schalter ist ein Bauelement, dessen Widerstand zwei extreme Zustände annehmen kann. Bei geschlossenem Schalter ist er sehr klein, bei offenem Schalter sehr groß. In der am häufigsten vorkommenden Schaltung (Abb. 1) liegt in Reihe zum Schalter ein Verbraucher der als Lastwiderstand R1 mit dem Wert RL, der je nach Stellung des Schalters entweder stromduchflossen oder stromlos ist. In Abb. 1 ist ein idealer Schalter dargestellt. Im offenen Zustand ist der Widerstand unendlich groß; es fließt kein Strom, an RL entsteht kein Spannungsabfall, die volle Spannung liegt am Schalter. Der Punkt A liegt auf +US. Im geschlossenen Zustand ist der Widerstand des Schalters Null. Der Strom wird nur durch den Lastwiderstand mit dem Wert RL begrenzt; die gesamte Spannung fällt am Verbraucher ab. Der Punkt A liegt auf 0 V.

Abb2.

Die wirklichen Schalter haben weder einen unendlich großen Sperrwiderstand, noch ist ihr Durch-lasswiderstand null. Abb. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild für einen Schalter. Der kleine Reihenwiderstand mit dem Wert Rr bildet den Durchlasswiderstand nach, der hochohmige Parallelwiderstand mit dem Wert Rp den Sperrwiderstand. Der Strom durch den offenen Schalter ist nicht mehr Null, sondern gleich dem kleinen Sperrstrom.

Bei geschlossenem Schalter ruft der Strom auch am Durchlasswiderstand einen Spannungsabfall hervor, es liegt also nicht mehr ganz die volle Spannung am Lastwiderstand. Diese Verhältnisse sind im Kennlinienfeld in Abb.3 dargestellt.



Der Sperrwiderstand beträgt einige Megaohm bei Germanium- und bis zu einigen Gigaohm bei Silizi-umdioden.

Bei geschlossenem Schalter entspricht die Schaltung in Abb. 2 einer Reihenschaltung aus Rr und RL. (Der parallel zu Rr liegende Widerstand Rp kann vernachlässigt werden, weil er sehr viel größer als Rr ist.) Die Widerstandsgeraden für Rr und RL schneiden sich im Arbeitspunkt A1. Die Kennlinie zeigt, dass der fließende Strom etwas kleiner ist als der Strom US/RL, der beim idealen Schalter mit Rr = 0 fließen würde. Am Schalter entsteht ein kleiner Spannungsabfall. Bei offenen Schalter liegt eine Reihenschaltung aus Rp und RL vor; es ergibt sich der Arbeitspunkt A2. Es fließt noch ein kleiner Sperrstrom. Die Spannung am Schalter ist um den Spannungsabfall, den der Sperrstrom am Lastwiderstand hervorruft, kleiner als die Speisespannung US.

Damit ein Schalter seine Funktion erfüllen kann, muss sein Durchlasswiderstand klein und sein Sperrwiderstand groß gegenüber dem Lastwiderstand sein. Im Gegensatz zum idealen Schalter entsteht im wirklichen Schalter sowohl im offenen als auch im geschlossenen Zustand eine Verlustleistung. Durchlass- und Sperrwiderstand kennzeichnen das statische Verhalten eines Schalters, also seine Eigenschaften in den beiden möglichen Zuständen. Ein weiteres wichtiges Kennzeichen für einen Schalter ist die Schaltzeit. Sie ergibt sich aus dem Übergangsverhalten des Schalters vom Sperr- in den Leitzustand und umgekehrt, dem sogenannten dynamischen Verhalten.

2.1. Dynamisches Verhalten eines Schalters In Abb. 4 ist das allgemeine Übergangsverhalten eines Schalters für den Fall dargestellt, dass sich die Eingangsgröße am Steuerkreis des Schalters sprunghaft ändert. Die Einschaltzeit tein setzt sich aus der Verzögerungszeit td und der Anstiegszeit tr zusammen. Bei einem Relais z.B. entspricht die Zeit für die Ankerbewegung der Verzögerungszeit td, die Zeit für den Stromanstieg nach Schließen des Kontaktes der Anstiegszeit tr. Zur Ausschaltzeit taus tragen die Speicherzeit ts und die Abfallzeit tf bei. Beim Relais ist die Speicherzeit ts die Zeit vom Öffnen des Relaisstromkreises bis zum Abfall des Relais, die Abfallzeit tf die Zeit für das Absinken des Stroms nach Öffnen des Relaiskontakts. Anstiegs- und Abfallzeit entstehen durch die Schaltungs- und Kontaktkapazitäten.

Die höchste Frequenz, mit der ein Schalter betätigt werden kann, muss eine Periodendauer haben, die mindestens ebenso groß wie die Summe aus Einschalt- und Ausschaltzeit ist. Für die maximale



Schaltfrequenz gilt daher: )(

1maxtaustein

f+

≤

2.2. Schaltleistung eines Schalters Neben dem Durchlass-, dem Sperrwiderstand und der Schaltzeit interessiert bei Schaltern noch die Schaltleistung. Das ist die Leistung, die der Verbraucher bei geschlossenem Schalter aufnimmt. Sie lässt sich aus dem Produkt folgender zweier Komponenten berechnen:

• Spannung am offenen Schalter,

• Strom durch den geschlossenen Schalter.

Als Grenzwert wird für Schalter die maximale Schaltleistung angegeben, ergänzt durch die Werte für die maximale Schaltspannung und den maximalen Schaltstrom. Außerdem wird im Folgenden noch das Verhalten von Transistorschaltern bei induktiver und kapazitiver Last betrachtet.

3. Diode als Schalter Die Diode ist ein Schalter, der durch die Richtung der angelegten Spannung gesteuert wird. Im Gegensatz zum Relais besteht hier keine Trennung zwischen steuerndem Stromkreis und gesteuertem Stromkreis. Abb. 5 zeigt das Schaltbild für eine Diode als Schalter, Abb. 6 die sich einstellenden Arbeitspunkte im Kennlinienfeld. Bei geschlossenem Schalter, also bei in Durchlassrichtung vorgespannter Diode V1 (Arbeitspunkt A1), liegt der größte Teil der Speisespannung am Verbraucher R1; es fließt ein großer Strom. Der Durchlasswiderstand UF/IF beträgt unter der Voraussetzung, dass der Arbeitspunkt A1 auf dem steilen Ast der Kennlinie liegt, je nach verwendeter Diode und fließendem Strom einige Milliohm bis ca. 100 Ohm. Mit steigendem Strom nimmt der Durchlasswiderstand ab (s. Arbeitspunkt A'1). Wenn bei steigendem Strom durch ein Bauelement sein Widerstand abnimmt, so bleibt der Spannungsabfall am Bauelement (I*R), annähernd konstant. Bei Dioden in Durchlassrichtung rechnet man daher meist nicht mit dem Durchlasswiderstand, sondern mit dem Spannungsabfall an den Dioden, der insbesondere bei Siliziumdioden sehr konstant ist und hier bei kleinen Strömen ca. 0,7 V beträgt, bei großen Strömen aber teilweise bis zu 2 V ansteigt. (Auch bei mechanischen Kontakten nimmt mit steigendem Strom der Übergangswiderstand ab.)

Bei offenem Schalter, also in Sperrrichtung vorgespannter Diode, stellt sich der Arbeitspunkt A2 ein (Abb. 6). Es fließt nur der sehr kleine, allerdings stark temperaturabhängige Sperrstrom. Die gesamte Spannung fällt praktisch an der Diode ab.

Der Sperrwiderstand beträgt einige Megaohm bei Germanium- und bis zu einigen Gigaohm bei Silizi-umdioden.



3.1. Dynamisches Verhalten einer Diode Das dynamische Verhalten einer Diode zeigt Abb.7. Während der Einschaltzeit tein, die sehr kurz ist, werden die Ladungsträger durch die Durchlassspannung in die Sperrschicht und die Schicht mit entgegengesetzter Leitfähigkeit gedrückt. Wird die Speisespannung umgepolt, so fließt kurzzeitig ein großer Strom in Sperrrich-tung. Dabei fließen die Ladungsträger, die in der Sperrschicht und in der Schicht entgegengesetzter Leitfähigkeit noch nicht rekombinieren konnten, wieder ab. Die Zeit vom Umpolen der Speisespannung bis zum Absinken des Sperrstroms auf 10 % seines Anfangswertes wird Rückwertserholungszeit, Ausräumzeit oder Sperrverzögerungszeit trr (reverse recovery time) genannt. Sie liegt je nach Diode und äußere Beschaltung zwischen einigen Nano- und einigen Mikrosekunden und entspricht der Ausschaltzeit taus der Diode, die wesentlich größer als die Einschaltzeit tein ist.

Eine Diode kann nicht nur durch die Polarität der angelegten Spannung, sondern auch durch die Größe der angelegten Spannung in Durchlassrichtung geschaltet werden. Ist die angelegte Spannung größer als die Schleusenspannung, so ist die Diode leitend, der Schalter geschlossen. Bei Spannungen in Durchlassrichtung unterhalb der Schleusenspannung sperrt die Diode.



4. Transistor als statischer Schalter Wird ein Transistor als Schalter betrieben, so ist die Kollektor-Emitter-Strecke der Kontaktkreis, die Basis-Emitter-Strecke der Steuerkreis. Wegen des gemeinsamen Emitteranschlusses und der gemeinsamen Basis-Emitter-Diode sind Steuer- und Schaltkreis beim Transistor nicht galvanisch getrennt. Dem geschossenen Schalter entspricht der vollständig leitende Transistor, dem offenen Schalter der gesperrte Transistor.

Abb.8 zeigt eine einfache Schaltung für einen Transistor als Schalter, Abb.9 die beiden Arbeitspunkte im Ausgangskennlinienfeld. Beim gesperrten Transistor stellt sich der Arbeitspunkt A2 ein, es fließt nur noch der Kollektorstrom ICR. Am Transistor fällt fast die volle Speisespannung ab; die Kollektor-Emitter-Spannung ist nur um den kleinen Spannungsabfall, den der Kollektorrestrom am Kollektorwiderstand R3 (RC) hervorruft, kleiner als die Speisespannung US.



Der Kollektorreststrom und damit der Sperrwiderstand sind stark von der Beschaltung des Transistors abhängig.

Sperrt man, wie bei Transistorschaltern üblich, den Transistor in Abb. 8 durch Anlegen des Emitterpotentials (0V) an den Eingang, so sind Basis und Emitter über die Parallelschaltung der beiden Widerstände des Eingangsspannungsteilers miteinander verbunden. Es fließt also der Kollektorreststrom ICER. Er ist umso kleiner und damit der Sperrwiderstand umso größer, je kleiner die Widerstände des Eingangsspannungsteilers sind. Die Widerstände dürfen aber nicht beliebig verkleinert werden, weil dann das steuernde Schaltglied zu stark belastet wird.



4.1. Verwendung einer negativen Hilfsspannung Um den Ruhestrom klein zu halten, arbeitet man daher oft mit einer Hilfspannung UH, die beim Sperren des Transistors die Basis-Emitter-Diode in Sperrrichtung vorspannt. Dann fließt nur der kleine Reststrom ICEV. Abb.10a zeigt die Verhältnisse bei 0V am Eingang (gesperrter Transistor) und Abb.10b bei +12V am Eingang (leitender Transistor). Die eingetragenen Strom- und Spannungswerte gelten bei Verwendung des Schalttransistors BSY 21, sie sind bei anderen Transistoren kaum anders.

Die Schaltung zeigt, dass der Spannungsteiler so dimensioniert sein muss, dass bei +12 V am Eingang an der Basis gerade die erforderliche positive Basis-Emitter-Spannung entsteht. Bei 0V am Eingang ist die Basis-Emitter-Diode mit 4,3V in Sperrrichtung vorgespannt.

4.2. Betrieb des Transistors im Übersteuerungsbereich Bei leitendem Transistor stellt sich im Ausgangskennlinienfeld der Arbeitspunkt A1 (Abb.9) ein. Am Transistor fällt nur noch die kleine Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung UCEsat ab. Sie liegt je nach verwendetem Transistor und der Beschaltung zwischen 0,05 und 1 V. Abb.11 zeigt vergrößert den Ausschnitt aus einem Ausgangskennlinienfeld für kleine Kollektor-Emitter-Spannungen; es enthält ein Stück der Widerstandsgeraden für US=12 V und RC=100 Ohm. Außerdem ist gestrichelt die Linie für UCB=0 eingezeichnet. Der Bereich links dieser Linie wird Übersteuerungsbereich genannt. Hier ist neben der Basis-Emitter-Diode auch die Basis-Kollektor-Diode in Durchlassrichtung vorgespannt.



Wie aus Abb.11 zu entnehmen ist, sinkt mit steigender Übersteuerung die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung und damit natürlich auch der Durchlasswiderstand. An der Grenze zum Übersteuerungsbereich (IB0= 2,5 mA) beträgt sie 0,8 V, bei starker Übersteuerung (IB1= 7 mA) nur noch 0,3 V. Die Größe der Übersteuerung wird durch den Übersteuerungsfaktor ü angegeben. Der Übersteuerungsfaktor ist das Verhältnis aus dem Basisstrom IB1, der im Arbeitspunkt A1 fließt und dem Basisstrom IB0, der den Transistor gerade bis zur Übersteuerungsgrenze (UCB=0) aufsteuert:

0

1

B

B

IIü =

Für die Werte in Abb11 gilt: 8,25,2

7==

mAmAü

Bei Verwendung anderer Transistoren und bei Änderung von US, RC und des Basisspannungsteilers ändern sich diese Werte natürlich entsprechend. Obwohl der Durchlasswiderstand mit steigender Übersteuerung kleiner wird, ist die Übersteuerung nicht immer anzustreben, weil sie die Ausschaltzeit des Transistors stark erhöht.

4.3. Dynamisches Transistorverhalten Abb.12 zeigt den Verlauf des Basis- und des Kollektorstroms beim Ein- und Ausschalten des Transistors. Die Zahlenwerte beziehen sich auf die Schaltung aus Abb.10. Die Einschaltzeit tein setzt sich, wie in Abschnitt 2.1 beschrieben, aus der Verzögerungszeit td und der Anstiegszeit tr zusammen.

Die Verzögerungszeit ist beim Transistor sehr klein. Sie ist die Zeit, die die ersten Ladungsträger benötigen, um beim Auftreten der Durchlassspannung vom Emitter in die Basis zu gelangen und um durch die Basis zur Kollektorsperrschicht zu diffundieren. Sie hängt hauptsächlich von den Transistorkapazitäten und dem Gesamtwiderstand der Basisbeschaltung ab. Sie sinkt geringfügig mit steigender Übersteuerung ü.

Die Anstiegszeit, also die Zeit für den Anstieg des Kollektorstroms von 10% auf 90% seines Endwertes, ist von den Transistorkapazitäten, dem Kollektorwiderstand Rc und vor allem dem Übersteuerung ü abhängig. Sie nimmt mit steigenden Werten für ü stark ab.



Beim Ausschalten des Transistors fließt in Sperrrichtung anfangs der betragsmäßig große Basisstrom IB2 (wie bei einer Diode). Er zieht die Ladungsträger aus der Basis ab. Das Verhältnis dieses kurzzeitigen Sperrstroms IB2 zum Basisstrom IB0 bezeichnet man analog zum Übersteuerungsfaktor als Ausräumungsfaktor a:

0

2

B

B

II

a =

Die Größe des Ausräumfaktors a beeinflusst stark die Ausschaltzeit taus des Transistors, die aus der Speicherzeit ts und der Abfallzeit tf besteht.

Die Speicherzeit hat den größten Anteil an den Transistorschaltzeiten. In dieser Zeit werden Ladungsträger aus der übersättigten Basis abgezogen, ohne dass sich der Kollektorstrom merklich ändert. Sie hängt außer von den Transistorwerten von dem Übersteuerungsfaktor und dem Ausräumfaktor ab. Die Speicherzeit steigt stark an mit steigenden Werten von ü und nimmt stark ab mit steigenden Werten für a.

Während der Abfallzeit fällt der Kollektorstrom von 90% auf 10% seines Höchstwertes ab. Sie wird von den Transistor- und Schaltkapazitäten, dem Kollektorwiderstand RC und dem Ausräumfaktor beeinflusst und ist abhängig vom Übersteuerungsfaktor. Je größer a ist, desto schneller nimmt der Kollektorstrom ab, desto kleiner ist die Abfallzeit.

Eine Schaltung, die sowohl Einschalt- als auch Ausschaltzeit verkürzt, ist in ihrer Wirkungsweise in Abb.13a und b dargestellt. Dabei wird von der Schaltung und den Werten der Abb.10a und b ausgegangen; parallel zum Widerstand R2 liegt der Beschleunigungskondensator C1 (auch als Speedup-Kondensator bezeichnet) mit der Kapazität CK, der die Schaltverkürzung bewirkt. Der Beschleunigungskondensator sorgt im Einschaltmoment für einen großen Übersteuerungsfaktor, der dann sofort wieder abnimmt. Im Ausschaltmoment bewirkt er einen großen Ausräumfaktor.



In Abb.13a sind die Beharrungswerte der Potentiale für den gesperrten Transistor umrandet dargestellt. Am Eingang 1 liegen 0V, an der Basis -4,3V. Der Kondensator hat sich auf 4,3V mit plus am Eingang aufgeladen. Unterstrichen sind die Spannungswerte eingetragen, die bei einem plötzlichen Spannungssprung von 0V nach +12V auftreten.

Im ersten Moment kann der Kondensator als eine 4,3-V-Batterie aufgefasst werden. Daher ergibt sich an der Basis ein Potential von +12V-4,3V = +7,7V. Diese hohe positive Basis-Emitter-Spannung reißt den Transistor schnell auf. Der Beschleunigungskondensator wird dann aufgeladen, bis sich die Beharrungswerte für den leitenden Transistor einstellen, die in Abb.13b umrandet eingetragen sind: am Eingang +12V, an der Basis +0,8V; der Kondensator ist auf 11,2V aufgeladen. Springt die Spannung am Eingang wieder von +12V auf 0V, so stellen sich im ersten Moment die in Abb.13b unterstrichen Werte ein. Die Basis-Emitter-Diode wird mit 11,2V in Sperrrichtung vorgespannt, wodurch der Transistor sehr schnell sperrt. Wenn der Kondensator sich über den 22-kOhm-Widerstand entladen hat, liegen an der Schaltung wieder die in Abb.13a umrandeten Potentiale.

In Abb.13b liegt im Beharrungszustand immer noch eine Übersteuerung vor; die Verlängerung der Ausschaltzeit wird auch durch den Beschleunigungskondensator nicht ganz aufgehoben. Eine Übersteuerung kann wegen der Toleranzen der Widerstände und des Transistors bei Änderung des Spannungstei-lerverhältnisses nur dann mit Sicherheit vermieden werden, wenn man den Arbeitspunkt weit außerhalb des Übersteuerungsbereiches legt. Dadurch wird aber der Durchlasswiderstand stark vergrößert.Abb.14 zeigt eine Schaltung, die eine Übersteuerung sicher vermeidet. Die Basis ist immer um den Spannungsabfall an der Siliziumdiode (0,7V) negativer als der gemeinsame Anodenanschluss beider Dioden. Der Kollektor ist aber höchstens um 0,3V, nämlich um den Spannungsabfall an der Germaniumdiode, negativer. Dadurch kann der



Kollektor nie negativer als die Basis werden, die Basis-Kollektor-Diode bleibt immer mindestens um die Differenz aus dem Spannungsabfall an der Siliziumdiode und dem an der Germaniumdiode in Sperrrichtung vorgespannt. Dieser Aufwand wird aber nur bei Schaltungen betrieben, die besonders schnell arbeiten sollen.

Während bei einem Transistorverstärker die Widerstandsgerade immer unterhalb der Verlustleistungs-hyperbel liegen muss, kann sie bei Transistorschaltern die Verlustleistungshyperbel schneiden. Nur die beiden Arbeitspunkte A1 und A2 müssen unterhalb der PVmax-Linie liegen (Abb.15).

Allerdings darf die Schaltfrequenz dann nicht zu hoch sein. Nach jedem Durchlauf der Widerstandsgeraden muss der Transistor mindestens so lange im Arbeitspunkt A1 oder A2 verbleiben, bis die beim Überschreiten der PVmax-Linie aufgenommene Wärme wieder an die Umgebung abgegeben worden ist. Die Verlustleistung PV1 im leitenden Zustand (Arbeitspunkt A1) beträgt:

C

SCEsatCCEsatV R

UUIUP **1 ≈=

Für den gesperrten Transistor wird die Verlustleistung PV2 dagegen berechnet nach:

CRSCRCEV IUIUP **2 ≈=

Die Schaltleistung, also die Leistung, die der Kollektorwiderstand R3 (RC) beim leitenden Transistor aufnimmt, beträgt:



C

S

C

SSCCEsatSS R

URU

UIUUP2

**)( =≈−=

Legt man die beiden Arbeitspunkte A1 und A2 ganz dicht an die PVmax-Linie heran, so ist die Schaltleistung um ein Vielfaches größer als die maximale Verlustleistung des Transistors.

4.4. Induktive Lasten Wenn der Lastwiderstand nicht ein reiner Wirkwiderstand, sondern induktiv oder kapazitiv ist, erfolgt der Übergang vom Arbeitspunkt A1 zum Arbeitspunkt A2 nicht entlang der Widerstandsgeraden. Die Abb.16a und b zeigen die Verhältnisse bei induktiver Last. Der Lastwiderststand besteht aus einem elektromechanischen Bauteil (z.B. Relais, Zähler), in der Ersatzschaltung aus einer Reihenschaltung aus R und L. Beim Einschalten des Transistors verhindert die Induktionsspannung einen sofortigen Stromanstieg; der Übergang von A2 nach A1 erfolgt nach der unteren Kurve. Beim Ausschalten entsteht in der Spule eine hohe Induktionsspannung, so dass der Übergang von A1 nach A2 nach der oberen Kurve erfolgt.

Die hohe Induktionsspannung kann zur Zerstörung des Transistors führen. Es müssen daher Schutzmaß-nahmen getroffen werden. Man schaltet meist eine Diode so parallel zur induktiven Last, dass sie für die Durchlassrichtung des Transistors sperrt. Für die beim Ausschalten entstehende Induktionsspannung wird die sogenannte Freilaufdiode dann leitend und schließt die Induktionsspannung kurz (Abb.17).



Zu Bild 19:

Schaltung a verlängert die Abfallzeit erheblich, da die Freilaufdiode nahezu die gleiche Wirkung wie eine Kurzschlußwicklung hat.

Schaltung b begrenzt den Einsatzpunkt der Freilaufdiode durch die Reihenschaltung mit einer Zenerdiode. Dies wirkt sich günstig auf die Abfallzeit aus.

Schaltung c begrenzt die maximale Spannung zwischen Kollektor und Emitter des Transistors mit Hilfe einer Zenerdiode. Die Verlustleistung dieser Diode muss aber größer sein, als in Schaltung b.

Schaltung d verlängert die Abfallzeit ebenfalls, jedoch in geringerem Maße, bedingt durch den Widerstand in Reihe mit der Diode.

4.5. Kapazitive Lasten Bei kapazitiver Last ist der Transistor beim Einschalten durch den großen Ladestrom gefährdet (Abb.18a und b). Der entladene Kondensator schließt im Einschaltmoment den Widerstand R kurz. Dadurch kann der Kollektorstrom auf sehr hohe Werte ansteigen, insbesondere wenn sich im Eingangskreis ein Beschleunigungskondensator befindet. Damit der Transistor durch den hohen Strom nicht zerstört wird, schaltet man in Reihe zum Kondensator einen kleinen Widerstand. Beim Ausschalten des Transistors nimmt der Strom schnell ab, ohne dass die Kollektor-Emitter-Spannung stark zunimmt. Der Arbeitspunkt A2 wird erst erreicht, wenn sich der Kondensator C über den Widerstand R entladen hat.

Merke:

Kapazitive Lasten verschlechtern die Schaltzeiten erheblich. Induktive Lasten bringen Abschaltspitzen, für welche Schutzmaßnahmen getroffen werden müssen.



5. Aufgaben 5.1. Vorbereitenden Aufgaben zum dynamisches Schaltverhalten Anmerkung 1: Die vorbereitendenden Aufgaben sind vor dem Versuchstermin eigenhändig handgeschrieben zu beantworten und vor der Versuchsdurchführung abzugeben. Anmerkung 2: Die im Text erwähnte negative Hilfsspannung erfordert einen hohen Aufwand, so dass man sich diese meist spart. In den folgenden Betrachtungen soll diese nicht verwendet werden und auch der Widerstand RS wird nicht verwendet (es gibt also nur den Vorwiderstand RV).

1. Wie groß ist die Kollektor-Basis-Spannung UCB bei Übersteuerung (Stichwort: Polarität) und in

welchem Zustand wird die Kollektor-Basis-Diode betrieben?

2. Warum spielt die Übersteuerung des Transistors im eingeschalteten Zustand für die Speicherzeit beim Abschalten des Transistors eine so große Rolle (anschauliche Erklärung des Verhaltens der Ladungsträger)?

3. Berechnen Sie näherungsweise den Basisstrom aus folgenden Größen: Eingangsspanung UE und Vorwiderstand RV. Wie ist der Übersteuerungsfaktor definiert?

4. Erklären Sie den Zusammenhang zwischen dem bei den Verzögerungszeiten verwendeten Kollektorstroms (siehe z.B. Abb.12) und der Spannung UCE, die Sie mit einem Oszilloskop messen können. Ergänzen Sie hierfür die Spannung UCE in der folgenden Abbildung.



5. Erklären Sie die Wirkung eines Speedup-Kondensators (entsprechend Abb. 13 – aber ohne negative Hilfsspannung und ohne den Widerstand R1). Ergänzen Sie hierfür die Spannungen UBE, UR2 das folgende Diagramm (UE bezeichnet die Eingangsspannung):

6. Erklären Sie die Probleme bei induktiven Lasten zwischen dem Kollektor und der Versorgungsspannung anschaulich (Stichworte: Trägheit Induktivität bezüglich Stromänderungen und die Änderung von IC beim Abschaltvorgang)

7. Erklären Sie das Wirkprinzip der Freilaufdiode (nur Diode).

8. Erklären Sie warum der Strom bei Verwendung von einer reinen Freilaufdiode (ohne Widerstand) dazu führt, dass der Spulenstrom nur sehr langsam abklingt (Stichwort: τ in Abhängigkeit von R und C). Was hat das für eine Auswirkung bei der Verwendung eines Relais als induktive Last (Stichworte: Geschwindigkeit mit der sich die Kontakte lösen und Auswirkung wenn über das Relais hohen Spannungen geschaltet werden)?

U/V

10V

t

UE

t

UCE/V



5.2. Versuchsaufgaben zur Übersteuerung des Transistors 1. Messen Sie die statische Kennlinie UA = f(IB).

2. Ab welchem Wert IBÜ wird der Transistor übersteuert?

3. Messen Sie für einen Übersteuerungsfaktor Ü = 2 die Basis-Emitterspannung UBE und die Kollektor- Emitter-Restspannung UCEsat. Wie groß ist in diesem Fall die Kollektor-Basis-Spannung UCB(berechnen)?

5.3. Dynamisches Schaltverhalten von Transistoren 4. Messen Sie das dynamische Schaltverhalten der Transistorschaltung, indem Sie als Eingangsspannung

UE eine Rechteckspannung einspeisen. (Pulsgenerator).

5. Oszillografieren Sie die Ausgangsspannung Ua zusammen mit der Eingangsspannung Ue (3..6V). (Der Eingang für die Steuerspannung Us bleibt unbeschaltet.)

6. Wählen Sie eine Frequenz, die die Darstellung der Schaltzeiten optimiert (experimentell). Messen Sie folgende Schaltzeiten in Abhängigkeit von der Eingangsspannung im Bereich von 3 bis 6V:

• Verzögerungszeit td,

• Anstiegszeit tr,

• Speicherzeit ts,

• Abfallzeit tf.

Für das Protokoll ist je ein Bild für einen Abschalt- und einen Einschaltvorgang bei UE=6V aufzunehmen. Markieren Sie in den Bildern die gemessenen Schaltzeiten. Stellen Sie die Abhängigkeit der Schaltzeiten von der Übersteuerung Ü (Achtung: Nicht UE sondern Ü) grafisch dar (z.B. mit EXCEL). Stellen Sie sicher, dass Sie ausreichend Messpunkte protokolliert haben.

7. Prüfen und dokumentieren Sie den Einfluss eines Speedup-Kondensators, indem Sie experimentell einen Kondensator (470pF) parallel zu Rv schalten (je ein Bild). Betrachten Sie den Spannungsverlauf der Eingangsspannung im Schaltmoment (mit und ohne Speedup-Kondensator) und begründen Sie Ihre Beobachtung.

5.4. Schalten einer induktiven Last 8. Beschalten Sie den Transistor mit einer induktiven Last (Relais). Wählen Sie am Pulsgenerator die

Frequenz und Amplitude der Steuerspannung (Rechteck) so, dass der Transistor sicher schaltet. Betrachten und dokumentieren Sie den Kollektorspannungsverlauf. Wie groß ist die maximale Spannung?

9. Ergänzen Sie die Schutzbeschaltungen und nehmen jeweils ein Bild auf: a. nur Diode b. Diode+Widerstand Beachten Sie auch den unterschiedlichen Klang beim Kontakt-Schließen/Öffnen.

Praktikum Digitaltechnik 2 Transistor als Schalter (V1.1 ... · PDF fileHochschule Emden/Leer...

Documents

Transcript of Praktikum Digitaltechnik 2 Transistor als Schalter (V1.1 ... · PDF fileHochschule Emden/Leer...